本发明涉及一种永磁同步电机的控制。特别是涉及一种适用于永磁同步电机正常运行在低速下的转子位置检测，以及低速范围内的无位置传感器控制的基于过采样的永磁电机方波注入无位置传感器控制方法。
背景技术：
永磁同步电机(permanentmagnetsynchronousmotor，pmsm)由于无需励磁电流、体积轻便、运行效率和功率密度都很高，在工业领域尤其是数控机床、工业机器人、航空航天等领域得到越来越广泛的应用。位置传感器可以为永磁同步电机提供转子位置信号，但是其增加了系统体积，且易受环境影响，价格较高等缺点，给永磁同步电机控制方面的使用带来了不便之处。因此，无位置传感器控制其算法简单，可靠性高等优点成为近年来在永磁同步电机控制上成为了研究的热点。
在永磁同步电机无位置传感器控制的低速段，主要利用高频信号注入法检测转子位置，传统的方法受算法的影响，导致位置检测不够精确，从而转速范围和带载能力受到显著影响。
永磁同步电机无位置传感器控制，主要可以分为零速，低速和中高速三个阶段，在每个阶段所使用的方法也不相同。其中在零速和低速下，主要的方法是高频信号注入法，包括旋转信号和脉振信号，其基本原理都是通过注入高频信号后，得到高频响应电流，通过公式计算位置角。近年来，高频方波信号成为低速下无位置控制的流行方法，其有效省去了滤波器给系统带来的延迟影响，使得位置计算更加精确。当高频方波信号注入电机时，其电机的三相电流在零矢量和有效矢量作用时是非线性变化的，零矢量变化的范围较小，有效矢量变化范围较大，在一个控制周期内，电流的变化呈现非线性变化。而在传统的高频方波信号注入永磁同步电机中，在获得高频响应电流时，将其非线性变化的高频响应电流近似为线性变化，虽然能使电机正常运行，但是却使控制效果不佳。针对传统方法中存在的问题，对非线性变化部分进行精确处理，即针对电流发生非线性变化的区段进行过滤采样，采样电流只采线性变化部分，即只采有效矢量部分电流，实现更加精确的采样电流，使得计算出的转子位置角更加精确。
技术实现要素：
本发明所要解决的技术问题是，提供一种实现过程不需要滤波器，提高了系统响应频率的基于过采样的永磁电机方波注入无位置传感器控制方法。
本发明所采用的技术方案是：一种基于过采样的永磁电机方波注入无位置传感器控制方法，其特征在于，包括：
1)转速控制环，运行如下：将参考转速值
2)电流控制环3，运行如下：将最大转矩电流比模块2输出的参考电流
3)高频方波电压注入模块4，运行如下：向de轴参考电压矢量
式中，
4)反park变换模块5，运行如下：将de轴参考电压和高频方波电压信号的和
5)空间矢量脉宽调制模块6，用于将反park变换模块5输出的αβ轴下电压uα，uβ经过调制形成脉宽调制波输出给逆变器7，经逆变器7的直交变换作用生成三相定子电流ia，ib，ic输出给永磁同步电机9，以及再经三相电流采样模块8输出clarke变换模块14；
6)高频电流解调模块，运行如下：
将clarke变换模块14输出的不同时刻的αβ轴下电流采样值作为高频电流解调模块11的输入，将不同时刻的αβ轴下电流采样值作差，得到αβ轴下高频响应电流值，αβ轴下高频响应电流值获取公式如下：
α轴公式为：
β轴公式为：
式中，δiα21、δiβ21为αβ轴下方波信号为正时两次电流采样的差值，此时高频响应电流为正，因此表示为高频响应电流和基频定子电流的和，δiα43、δiβ43为αβ轴下方波信号为负时两次电流采样的差值，此时高频响应电流为负，因此表示为高频响应电流和基频定子电流的差，iα1，iβ1为第k-2周期有效矢量开始时刻采样的αβ轴的电流，iα2，iβ2为第k-2周期有效矢量结束时刻采样的αβ轴的电流，iα3，iβ3为第k-1周期有效矢量开始时刻采样的αβ轴的电流，iα4，iβ4为第k-1周期有效矢量开始时刻采样的αβ轴的电流，iαh、iβh为αβ轴下高频响应电流，iαf、iβf为αβ轴下基频定子电流；
然后将两次做差得到的电流再进行做差，解调出高频响应电流，公式如下：
α轴公式为：
β轴公式为：
αβ轴下高频电流响应公式如下：
将上式进行化简得到：
再进行矢量叉乘得到：
式中，θe为估计de轴与α轴夹角，即转子位置角，θe,k，θe,k-1表示相邻两个周期转子位置估算值，δθ为实际d轴与估算de轴之间的夹角，即转子位置误差角，δt为两次电流采样时间差，uinj为高频方波电压信号，ld为电机标称的d轴电感；
当δθ趋近于0时，sinδθ＝δθ，因此有
将得到的转子位置误差角δθ作为锁相环模块(10)的输入，利用锁相环可以得到转速和转子位置；
7)锁相环模块10，运行过程：
将高频电流解调模块11输出的转子位置误差角δθ经过如下计算得到转子位置角θe(电角度)和电机电角速度：
式中，ωe为估算出的电机电角速度，θe为转子位置角，δθ为转子位置误差角，wc为系统的截止频率，γ为相角裕度，
本发明的基于过采样的永磁电机方波注入无位置传感器控制方法，向de轴注入高频方波信号，根据绕组中的高频响应电流与转子位置角θe的关系，经过pll得到转子位置信息。本发明的方法，使得位置角周期变小，更新位置角的速度更快，有效矢量两端的电流变化呈现线性变化，这会使计算位置角时，模型更加精确，得到的位置角更加精确。本发明的方法算法简单，实现过程不需要滤波器，易于实现，可有效提高电机转子位置检测的准确性，能够准确检测出转子初始位置信息，提高了系统响应频率。当转速较高时，转子位置计算精度更高，提高了电机在无位置传感器运行情况下的速度范围，即拓宽了转速范围。突加较大负载时，转速波动更小，提高了系统的动态性能。
附图说明
图1是本发明的基于过采样的永磁电机方波注入无位置传感器控制方法构成框图；
图2是永磁同步电机坐标系示意图；
图3是本发明高频方波注入信号与本发明电流采样点示意图；
图4是实际电机运行过程中a相电流波形示意图；
图5是本发明计算转子位置角θe的高频电流iαh、iβh解调模块示意图；
图6是本发明方法在实验中dsp程序执行时序示意图；
图7是锁相环结构示意图；
图8是传统无位置传感器控制方法在1000r/min时，不同的负载工况实验波形图；
图9是采用本发明的控制方法在1000r/min时，不同的负载工况实验波形。
图中
1：转速控制环2：最大转矩电流比模块
3：电流控制环4：高频方波电压注入模块
5：反park变换模块6：空间矢量脉宽调制模块
7：逆变器8：三相电流采样模块
9：永磁同步电机10：锁相环模块
11：高频电流解调模块12：基频定子电流模块
13：park变换模块14：clarke变换模块
具体实施方式
下面结合实施例和附图对本发明的基于过采样的永磁电机方波注入无位置传感器控制方法做出详细说明。
如图1所示，本发明的基于过采样的永磁电机方波注入无位置传感器控制方法，包括：
1)转速控制环1，运行如下：将参考转速值
(1)所述的转速环pi调节器的计算过程如下：
te＝gn(s)·ωf(3)
式中，
(2)所述的最大转矩电流比模块2运算过程如下：
式中，
(3)所述的电流环pi调节器计算过程如下：
式中，
2)电流控制环3，运行如下：将最大转矩电流比模块2输出的参考电流
所述的基频定子电流模块12的输入是经三相电流采样模块8得到的三相定子电流ia，ib，ic依次经过clarke变换模块14和park变换模块13后得到的de、qe轴电流ids、iqs。
所述的clarke变换表达式如下：
所述的park变换表达式如下：
式中，θe为估计de轴与α轴之间的夹角，即转子位置角，ia，ib，ic为三相定子电流，包含高频分量和基波分量，iα，iβ为αβ轴下电流，包含高频分量和基波分量，c3s/2s为clarke变换的符号，c2s/2r为park变换的符号；
式中，ids、iqs为de、qe轴电流，包含高频分量和基波分量；
计算基频定子电流过程为，在第k-2周期的零时刻，进行一次电流采样，k-2采样点，得到电流iabc,k-2，在第k-2周期的前半周期进行坐标变化，得到idq,k-2。在第k-1周期的零时刻，进行一次电流采样，k-1采样点，得到电流iabc,k-1，在第k-1周期的前半周期进行坐标变化，得到idq,k-1。并在第k-1周期后半周期，将iabc,k-2和idq,k-1做差得到δids10，δiqs10。第k-1周期的结束时刻，进行一次电流采样，k采样点，得到电流iabc,k，并在下一周期进行坐标变换，得到idq,k。并与idq,k-1做差，得到δids21，δiqs21。然后将δids10和δids21作和，将δiqs10和δiqs21作和，可以得到idf和iqf，用于电流控制环反馈，图6是本发明方法在实验中dsp程序执行时序示意图。
电流控制环的基频定子电流在每脉宽调制周期开始时刻采样，使用三次电流采样解调出基频定子电流，分别记为第k-2次，第k-1次，第k次采样；
式中，idf和iqf为de、qe轴的基频定子电流，δids10、δiqs10为de、qe轴的前两周期零时刻采样电流差值，即deqe轴下基频定子电流idf和iqf和高频响应电流idh和iqh的和；δids21、δiqs21为de、qe轴的后两周期零时刻采样电流差值，即deqe轴下基频定子电流idf和iqf与高频响应电流idh和iqh的差，ids,k-2，iqs,k-2为deqe轴下第k-2次电流，ids,k-1，iqs,k-1为deqe轴下第k-1次电流，ids,k，iqs,k为deqe轴下第k次电流。
3)高频方波电压注入模块4，运行如下：向de轴参考电压矢量
式中，
电机的定子电压方程为
式中，
将注入高频信号之后，电流在有效矢量开始和结束时间段内可认为是与时间呈线性变化，因此式(18)可表示为
式中，idh、iqh分别为de、qe轴高频响应电流分量，δt为两次电流采样时间差，uinj为高频方波电压信号。
将deqe轴变换到αβ轴，式(19)可表示为
式中，iαh、iβh为αβ轴高频响应电流，θe为转子位置角，δθ为实际d轴与估算de轴之间的夹角，即转子位置误差角。
由于δθ很小，因此可以近似取0，则(20)可以整理表示为
4)反park变换模块5，运行如下：将de轴参考电压和高频方波电压信号的和
所述的反park变换表达式如下：
式中，
5)空间矢量脉宽调制模块(spacevectorpulsewidthmodulation简称svpwm)6，用于将反park变换模块5输出的αβ轴下电压uα，uβ经过调制形成脉宽调制波输出给逆变器7经逆变器7的直交变换作用生成三相定子电流ia，ib，ic输出给永磁同步电机9，以及再经三相电流采样模块8输出clarke变换模块14；
svpwm在一个开关周期内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等；当电压矢量处于某个扇区时，可由组成这个区域的两个相邻的非零矢量和零矢量在时间上的不同组合得到；两个矢量的作用时间在一个采样周期内分多次施加，从而控制各个电压矢量的作用时间，使电压空间矢量接近按圆轨迹旋转，通过逆变器的不同开关状态所产生的实际磁通去逼近理想磁通圆，并由两者比较的结果来决定逆变器的开关状态，形成pwm波。
在svpwm调制方案中，零矢量的选择是最具灵活性的，适当选择零矢量，可最大限度地减少开关次数，尽可能避免在负载电流较大的时刻的开关动作，最大限度地减少开关损耗。因此，我们以减少开关次数为目标，将基本矢量作用顺序的分配原则选定为：在每次开关状态转换时，只改变其中一相的开关状态。并且对零矢量在时间上进行了平均分配，以使产生的pwm对称，从而有效地降低pwm的谐波分量。
传统的七段式svpwm分为六个有效矢量和两个零矢量；其中，有效矢量包括u1(001)，u2(010)，u3(011)，u4(100)，u5(101)，u6(110)；零矢量包括u0(000)和u7(111)；合成电压矢量时，是通过有效失量和零矢量通过合适的组合得到。其原则如下公式所示：
设直流母线电压为udc；t1，t2，t3，t4，t5，t6为别对应六个有效矢量作用时间，t0为零矢量作用时间。将其分为六个扇区。
第一扇区
第二扇区
第三扇区
第四扇区
第五扇区
第六扇区
式中，u1，u2，u3，u4，u5，u6分别为有效矢量；u0和u7分别为零矢量，；t1，t2，t3，t4，t5，t6为别对应六个有效矢量作用时间，t0为零矢量作用时间。
6)高频电流解调模块11，
为提高转子位置信息获取精度，提高永磁同步电机低速无位置控制下带载能力，本发明采用三相电流采样模块8在一个开关周期内数字控制器将进行三次采样，该采样方式所得到的定子电流分为两个部分，一部分是用于计算电机转子位置的电流，另一部分是用于电机电流环控制的电流，具体执行情况如下：
本发明采用传统七段式的空间矢量脉宽调制(spacevectorpulsewidthmodulation简称svpwm)中，其包含零矢量和有效矢量作用部分。如图4所示是实际电机运行过程中a相电流波形示意图。当给永磁同步电机9注入高频电压信号后，电流在零矢量作用时段，其变化较小；在有效矢量作用时段，变化较大，两段作用时段呈现非线性变化，但在每一段内呈现线性变化；针对用于计算转子位置θe的高频响应电流，本发明中在一个开关周期内有效矢量开始和结束时刻分别进行一次定子电流采样，即在一个开关周期内完成两次电流采样用于计算转子位置θe，同时采样点控制在开关周期的前半周期，后半开关周期用于计算和更新转子位置θe；针对用于电机电流环控制的电流，为了使电机运行效果更好，电流环的电流采样在零矢量开始时刻采样一次，该采样电流用于电机电流控制环；
解调得到高频响应电流iαh，iβh后即可用以转子位置角θe计算，图6是本发明方法在实验中dsp程序执行时序示意图。
计算转子位置角θe过程为，在第k-2前半周期，iabc,1，iabc,2分别为有效矢量开始和结束时刻的电流采样，然后进行坐标变换得到关于αβ轴下的电流iαβ1，iαβ2，再计算得到两次电流采样的差值δiαβ21。在第k-1前半周期，iabc,3，iabc,4分别为有效矢量开始和结束时刻的电流采样，然后进行坐标变换得到关于αβ轴下的电流iαβ3，iαβ4，再计算得到两次电流采样的差值δiαβ43。在第k-1周期的后半周期，通过做差的方法可以得到高频响应电流iαh，iβh。得到高频响应电流后，在第k-1周期的后半周期利用锁相环计算单元10得到转子位置角θe。
高频电流解调模块11运行如下：
将clarke变换模块14输出的不同时刻的αβ轴下电流采样值作为高频电流解调模块11的输入，将不同时刻的αβ轴下电流采样值作差，得到αβ轴下高频响应电流值，如图3所示本发明高频方波注入信号与本发明电流采样点示意图，αβ轴下高频响应电流值获取公式如下：
α轴公式为：
β轴公式为：
式中，δiα21、δiβ21为αβ轴下方波信号为正时两次电流采样的差值，此时高频响应电流为正，因此表示为高频响应电流和基频定子电流的和，δiα43、δiβ43为αβ轴下方波信号为负时两次电流采样的差值，此时高频响应电流为负，因此表示为高频响应电流和基频定子电流的差，iα1，iβ1为第k-2周期有效矢量开始时刻采样的αβ轴的电流，iα2，iβ2为第k-2周期有效矢量结束时刻采样的αβ轴的电流，iα3，iβ3为第k-1周期有效矢量开始时刻采样的αβ轴的电流，iα4，iβ4为第k-1周期有效矢量开始时刻采样的αβ轴的电流，iαh、iβh为αβ轴下高频响应电流，iαf、iβf为αβ轴下基频定子电流；
然后将两次做差得到的电流再进行做差，解调出高频响应电流，公式如下：
α轴公式为：
β轴公式为：
由第3)部分公式，αβ轴下高频电流响应公式：
将上式进行化简得到：
再进行矢量叉乘得到：
式中，θe为估计de轴与α轴夹角，即转子位置角，θe,k，θe,k-1表示相邻两个周期转子位置估算值，δθ为实际d轴与估算de轴之间的夹角，即转子位置误差角，δt为两次电流采样时间差，uinj为高频方波电压信号，ld为电机标称的d轴电感；
如图5所示是本发明计算转子位置角θe的高频电流iαh、iβh解调模块示意图。
当δθ趋近于0时，sinδθ＝δθ，因此有：
将得到的转子位置误差角δθ作为锁相环10的输入量，利用锁相环可以得到转速和转子位置；
7)锁相环(phaselockedloop简称pll)模块10，运行过程：
将高频电流解调模块11输出的转子位置误差角δθ经过如下计算得到转子位置角θe，(电角度)和电机电角速度，如图7所示是锁相环结构示意图：
式中，ωe为估算出的电机电角速度，θe为转子位置角，δθ为转子位置误差角，wc为系统的截止频率，γ为相角裕度，
本专利具体实施方案中，λ选为45°，wc选为100hz。
下面采用以下实施例验证本发明基于过采样的永磁电机方波注入无位置传感器控制方法有益效果：
本实验在20kw永磁同步电机实验平台进行实验。永磁同步电机作为被测电机，测功机作为加载电机。通过dsp28335实现算法控制。控制频率为5khz，电流采样频率为2.5khz。
所使用的永磁同步电机参数为：额定线电压320v，额定线电流94a，额定转矩64nm，额定频率50hz，定子d轴ld＝0.209mh，定子q轴lq＝0.333mh，电机极对数p＝4，电子电阻rs＝10.23mω。
图8为传统无位置传感器控制方法在1000r/min时，不同的负载工况实验波形。其中，图(a)空载加速阶段到1000r/min，并达到稳态；图(b)是图(a)中稳态时的zoom放大图；图(c)是转速1000r/min下，空载加载到30nm；图(d)是图(c)中加载到达稳态后的zoom图；图(e)是负载从30nm加载到64nm；图(f)是图(e)中加载到达稳态后的zoom图；图(g)是斜坡加载，经过10s加载到64nm；图(h)是图(g)中加载到达稳态后的zoom图。当转速为1000r/min时，每一控制周期转过的电角度为1.2°，从以下波形可以清楚看出，当电机运行在空载工况下时，角度误差为3.6°电角度，当电机加载到30nm时，角度误差为4.8°电角度，当电机加载到64nm时，角度误差为7.2°电角度。
图9是采用本发明基于过采样的永磁电机高频方波注入无位置传感器控制方法在1000r/min时，不同的负载工况实验波形。其中，图(a)空载加速阶段到1000r/min，并达到稳态；图(b)是图(a)中稳态时的zoom放大图；图(c)是转速1000r/min下，空载加载到30nm；图(d)是图(c)中加载到达稳态后的zoom图；图(e)是负载从30nm加载到64nm；图(f)是图(e)中加载到达稳态后的zoom图；图(g)是斜坡加载，经过10s加载到64nm；图(h)是图(g)中加载到达稳态后的zoom图。当转速为1000r/min时，每一控制周期转过的电角度为1.2°，从以下波形可以清楚看出，当电机运行在空载工况下时，角度误差为1.2°电角度，当电机加载到30nm时，角度误差为1.2°电角度，当电机加载到64nm时，角度误差为1.2°电角度。
本发明的基于过采样的永磁电机高频方波注入无位置传感器控制方法，使得转子位置角周期变小，更新转子位置角的速度更快，有效矢量两端的电流变化呈现线性变化，这会使计算转子位置角时，模型更加精确，得到的转子位置角更加精确。本发明方法简单，易于实现，能够准确检测出转子初始位置信息。尽管上面结合附图对本发明的功能及工作过程进行了描述，但本发明并不局限于上述的具体功能和工作过程，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。
1.一种基于过采样的永磁电机方波注入无位置传感器控制方法，其特征在于，包括：
1)转速控制环(1)，运行如下：将参考转速值
2)电流控制环(3)，运行如下：将最大转矩电流比模块(2)输出的参考电流
3)高频方波电压注入模块(4)，运行如下：向de轴参考电压矢量
式中，
4)反park变换模块(5)，运行如下：将de轴参考电压和高频方波电压信号的和
5)空间矢量脉宽调制模块(6)，用于将反park变换模块(5)输出的αβ轴下电压uα，uβ经过调制形成脉宽调制波输出给逆变器(7)，经逆变器(7)的直交变换作用生成三相定子电流ia，ib，ic输出给永磁同步电机(9)，以及再经三相电流采样模块(8)输出clarke变换模块(14)；
6)高频电流解调模块(11)，运行如下：
将clarke变换模块(14)输出的不同时刻的αβ轴下电流采样值作为高频电流解调模块(11)的输入，将不同时刻的αβ轴下电流采样值作差，得到αβ轴下高频响应电流值，αβ轴下高频响应电流值获取公式如下：
α轴公式为：
β轴公式为：
式中，δiα21、δiβ21为αβ轴下方波信号为正时两次电流采样的差值，此时高频响应电流为正，因此表示为高频响应电流和基频定子电流的和，δiα43、δiβ43为αβ轴下方波信号为负时两次电流采样的差值，此时高频响应电流为负，因此表示为高频响应电流和基频定子电流的差，iα1，iβ1为第k-2周期有效矢量开始时刻采样的αβ轴的电流，iα2，iβ2为第k-2周期有效矢量结束时刻采样的αβ轴的电流，iα3，iβ3为第k-1周期有效矢量开始时刻采样的αβ轴的电流，iα4，iβ4为第k-1周期有效矢量开始时刻采样的αβ轴的电流，iαh、iβh为αβ轴下高频响应电流，iαf、iβf为αβ轴下基频定子电流；
然后将两次做差得到的电流再进行做差，解调出高频响应电流，公式如下：
α轴公式为：
β轴公式为：
αβ轴下高频电流响应公式如下：
将上式进行化简得到：
再进行矢量叉乘得到：
式中，θe为估计de轴与α轴夹角，即转子位置角，θe,k，θe,k-1表示相邻两个周期转子位置估算值，δθ为实际d轴与估算de轴之间的夹角，即转子位置误差角，δt为两次电流采样时间差，uinj为高频方波电压信号，ld为电机标称的d轴电感；
当δθ趋近于0时，sinδθ＝δθ，因此有
将得到的转子位置误差角δθ作为锁相环模块(10)的输入，利用锁相环可以得到转速和转子位置；
7)锁相环模块(10)，运行过程：
将高频电流解调模块(11)输出的转子位置误差角δθ经过如下计算得到转子位置角θe，即电角度和电机电角速度：
式中，ωe为估算出的电机电角速度，θe为转子位置角，δθ为转子位置误差角，wc为系统的截止频率，γ为相角裕度，
2.根据权利要求1所述的基于过采样的永磁电机方波注入无位置传感器控制方法，其特征在于，第1)部分所述的转速环pi调节器的计算过程如下：
te＝gn(s)·ωf
式中，
3.根据权利要求1所述的基于过采样的永磁电机方波注入无位置传感器控制方法，其特征在于，第1)部分所述的最大转矩电流比模块(2)运算过程如下：
式中，
4.根据权利要求1所述的基于过采样的永磁电机方波注入无位置传感器控制方法，其特征在于，第1)部分所述的电流环pi调节器计算过程如下：
式中，
5.根据权利要求1所述的基于过采样的永磁电机方波注入无位置传感器控制方法，其特征在于，第2)部分所述的基频定子电流模块(12)的输入是经三相电流采样模块(8)得到的三相定子电流ia，ib，ic依次经过clarke变换模块(14)和park变换模块(13)后得到的de、qe轴电流ids、iqs；
所述的clarke变换表达式如下：
所述的park变换表达式如下：
式中，θe为估计de轴与α轴之间的夹角，即转子位置角，ia，ib，ic为三相定子电流，包含高频分量和基波分量，iα，iβ为αβ轴下电流，包含高频分量和基波分量，c3s/2s为clarke变换的符号，c2s/2r为park变换的符号；
式中，ids、iqs为de、qe轴电流，包含高频分量和基波分量；
电流环的反馈电流在每脉宽调制周期开始时刻采样，使用三次电流采样解调出基频定子电流，分别记为第k-2次，第k-1次，第k次采样；
式中，idf和iqf为de、qe轴的基频定子电流，δids10、δiqs10为de、qe轴的前两周期零时刻采样电流差值，即deqe轴下基频定子电流idf和iqf和高频响应电流idh和iqh的和；δids21、δiqs21为de、qe轴的后两周期零时刻采样电流差值，即deqe轴下基频定子电流idf和iqf与高频响应电流idh和iqh的差，ids,k-2，iqs,k-2为deqe轴下第k-2次电流，ids,k-1，iqs,k-1为deqe轴下第k-1次电流，ids,k，iqs,k为deqe轴下第k次电流。
6.根据权利要求1所述的基于过采样的永磁电机方波注入无位置传感器控制方法，其特征在于，第4)部分所述的反park变换表达式如下：
式中，
