本发明涉及张弛型振荡器及具备张弛型振荡器的电子设备。
背景技术：
图12示出现有的张弛型振荡器100的基本结构。张弛型振荡器100是组合张弛型振荡电路101和可变分频器102的结构。本结构是一般为了生成比较长的振荡周期的基准时钟信号而广泛采用的结构。较长的振荡周期p101，是可变分频器102以在nval端子设定的分频数n100对张弛型振荡电路101产生的较短的振荡周期p100进行n100分频而生成。图13示出张弛型振荡电路101的电路结构。张弛型振荡电路101由基准电压源103、电流源电路104、电容充放电电路105及充电电压检测电路106构成。
基准电压源103向电流源电路104供给基准电压vref。电流源电路104由可变电阻107、运算放大器108、pmos晶体管109及110构成。pmos晶体管109和110的沟道宽度之比成为1：n101。关于电流源电路104，从基准电压源103被供给基准电压vref，并从外部被供给电源电压vdd。
关于电流源电路104，通过运算放大器108和pmos晶体管109的负反馈环，使施加到可变电阻107的电压始终成为与基准电压vref相等。由此，如果将可变电阻107的电阻值设为r101，则在可变电阻107中流过的电流i101成为基准电压vref/电阻值r101。电流i101因pmos晶体管109和pmos晶体管110的沟道宽度之比n101成为n101倍，电流源电路104生成电流i11。
电容充放电电路105由开关112至115、可变电容116及可变电容117构成。充电电压检测电路106由比较器118、比较器119、由nand门122和nand门123构成的rs闩锁电路、基准电压源120及基准电压源121构成。此外，基准电压源103以及充电电压检测电路106之中所包含的基准电压源120和基准电压源121是同一电压源（基准电压vref）。这三个基准电压源是将同一基准电压源个别地表现。
开关112至115被振荡输出124的信号clk和振荡输出125的信号clkb控制。关于开关112和113，如果一个为导通（on）状态则另一个成为截止（off）的状态。关于开关112和114，如果一个为on状态则另一个成为off状态。关于开关113和115，如果一个为on状态则另一个成为off状态。可变电容116通过切换开关112和114而进行充放电。可变电容117通过切换开关113和115而进行充放电。
比较器118在可变电容116的充电电压超过基准电压vref的情况下输出低（low）电平。比较器119在可变电容117的充电电压超过基准电压vref的情况下输出low电平。rs闩锁电路由nand门122和nand门123构成。关于rs闩锁电路的振荡输出124和振荡输出125，如果一个为高（high）电平则另一个为low电平。在比较器118的输出或比较器119的输出的任一个成为low电平的瞬间，振荡输出124和振荡输出125更换状态。
关于张弛型振荡电路101的振荡周期p100，如果设可变电阻107的电阻值为r101、可变电容116的电容值为c101、可变电容117的电容值为c102，则由式（1）表示。
[数1]
在式（1）中，n101为电流源电路104的电流反射镜电路的沟道宽度之比（pmos晶体管110的栅极宽度）/（pmos晶体管109的栅极宽度）。
图12中作为现有的张弛型振荡器而例示的张弛型振荡器100，存在如下课题点：在形成在半导体芯片上的情况下，由于张弛型振荡电路101的可变电阻107的温度系数的影响对振荡周期p100造成的变动较大，所以将张弛型振荡电路101的输出分频后的振荡周期p101因温度而大幅变动。
在一般的半导体工艺中，扩散电阻及多晶硅电阻（poly电阻）的1次温度系数的绝对值高达约莫数百ppm/℃到数千ppm/℃。假设可变电阻107使用1次温度系数为1000ppm/℃的电阻、温度变化50℃的情况下，振荡周期也会变动5％。因此，形成在半导体芯片上的张弛型振荡器100，相对于温度无法生成稳定的振荡周期或时间。
为了减轻该温度造成的振荡周期的变动，采用了将正温度系数的电阻和负温度系数的电阻串联或并联连接，并作为电流源电路104的可变电阻107而使用的手法（例如专利文献1）。
【现有技术文献】
【专利文献】
【专利文献1】日本特开2010－63086号公报。
技术实现要素：
【发明要解决的课题】
本发明的目的在于提供与迄今为止的振荡器相比，相对于温度能够生成高稳定的振荡周期或时间的张弛型振荡器。
【用于解决课题的方案】
为了解决上述课题，本发明的张弛型振荡器具备振荡电路、可变分频器及计数器，其特征在于，所述振荡电路具备：第1时钟发生电路，输出振荡周期的1次温度系数为正的第1时钟信号；第2时钟发生电路，输出振荡周期的1次温度系数为负的第2时钟信号；以及控制电路，对应从所述计数器输入的切换信号而生成切换第1时钟和第2时钟的控制信号，基于所述控制信号将切换后的所述第1时钟及所述第2时钟的任一个作为第3时钟输出，所述可变分频器将所输入的所述第3时钟对应输入自己的设定端子的分频数进行分频并作为所述张弛型振荡器的时钟输出，所述计数器构成为：将所输入的第3时钟对应输入自己的设定端子的计数数据进行计数，并从输出端子输出切换到第2时钟的切换信号及对应输入到复位端子的所述张弛型振荡器的时钟切换到第1时钟的切换信号的任一个。
【发明效果】
依据本发明的张弛型振荡器，通过具备能够将振荡的1个周期切换温度系数不同的振荡周期而输出的结构，能够提供源自温度变化的振荡周期的偏差极小的张弛型振荡器。
附图说明
【图1】是示出本发明的第1实施方式的张弛型振荡器的结构的图。
【图2】是示出本发明的第1实施方式的张弛型振荡电路的结构的图。
【图3】是示出本发明的第1实施方式的张弛型振荡电路的选通（gating）电路的输入输出信号的状态的表。
【图4】是本发明的第1实施方式的张弛型振荡电路的动作波形的图。
【图5】是示出本发明的第1实施方式的振荡器的动作波形的图。
【图6】是示出本发明的第1实施方式的振荡周期的时钟数和可变分频器的分频数的图。
【图7】是示出本发明的第1实施方式的张弛型振荡器的振荡周期的温度特性的图。
【图8】是示出本发明的第2实施方式的张弛型振荡器的结构的图。
【图9】是示出本发明的第3实施方式的张弛型振荡器的结构的图。
【图10】是示出本发明的第4实施方式的张弛型振荡器的结构的图。
【图11】是示出本发明的第1至第4张弛型振荡器的应用例的图。
【图12】是示出现有的张弛型振荡器的结构的图。
【图13】是示出现有的张弛型振荡电路的结构的图。
具体实施方式
以下，参照附图，对本发明的张弛型振荡器进行说明。
（第1实施方式）
图1示出本发明的第1实施方式的张弛型振荡器的一个例子即张弛型振荡器70的结构。张弛型振荡器70具备张弛型振荡电路1、可变分频器2及计数器3。
关于张弛型振荡电路1，在向in端子91输入的信号mode为high电平时，向out端子92输出振荡周期的1次温度系数为负的振荡周期p1的时钟信号。关于张弛型振荡电路1，在向in端子91输入的信号mode为low电平时，向out端子92输出振荡周期的1次温度系数为正的振荡周期p2的时钟信号。另外，从振荡周期p1到振荡周期p2的切换、或者从振荡周期p2到振荡周期p1的切换，与张弛型振荡电路1自身的时钟信号的上升或下降同步而切换振荡周期，且时钟信号不会停止而连续地切换振荡周期。
可变分频器2对从张弛型振荡电路1的out端子92输入到din端子93的振荡周期p1或振荡周期p2的时钟信号进行n分频，并作为振荡周期p的时钟信号time输出到dout端子94。另外，dout端子94与计数器3的作为复位端子的rst端子98连接。可变分频器2的分频数n由向作为设定端子的nval端子95输入的信号设定。
计数器3与向rst端子98输入的信号的上升同步地向msig端子96输出high电平的信号mode，并除掉计数器的计数值，与向cin端子97输入的时钟信号的上升同步地进行计数。计数器3在计数器的计数值达到由n1val端子99设定的计数数据时，输出low电平的信号mode。向计数器3的作为设定端子的n1val端子99设定的计数数据，成为张弛型振荡电路1输出的时钟信号的振荡周期p1中的时钟数。
图2示出张弛型振荡器70的张弛型振荡电路1的具体的结构。张弛型振荡电路1具有基准电压源10、电流源电路11、电流源电路12、电容充放电电路13、充电电压检测电路14及选通电路15。基准电压源10向电流源电路11和电流源电路12供给基准电压vref。
作为第2时钟发生电路的电流源电路11，具有可变电阻16、运算放大器17、pmos晶体管18及19。关于电流源电路11，从基准电压源10被供给基准电压vref，并从外部被供给电源电压vdd。电流源电路11以通过运算放大器17和pmos晶体管18的工作，使施加到可变电阻16的电压始终与基准电压vref相等的方式构成负反馈环。由此，若设可变电阻16的电阻值为r1，则在可变电阻16流过的电流i01成为基准电压vref/电阻值r1。在可变电阻16流过的电流i01，因pmos晶体管18和pmos晶体管19的沟道宽度之比n1而成为n1倍，生成电流i1。从电流源电路11输出作为第2时钟的电流i1。可变电阻16的电阻值r1随着温度而发生变动，能够使用后述的1次温度系数α1和2次温度系数α2来表示。作为第2电阻的可变电阻16的电阻值r1的1次温度系数α1设为负值。
作为第1时钟发生电路的电流源电路12，具有可变电阻20、运算放大器21以及pmos晶体管22及23。关于电流源电路12，从基准电压源10被供给基准电压vref，从外部被供给电源电压vdd。电流源电路12相对于电流源电路11的区别点是：电流源电路12的可变电阻20的1次温度系数和电流源电路11的可变电阻16的1次温度系数为互相相反的符号。在可变电阻20中流过的电流i02和从电流源电路12输出的电流i2的生成原理与电流源电路11相同，所以省略说明。可变电阻20的电阻值r2随着温度而发生变动，能够使用后述的1次温度系数β1和2次温度系数β2来表示。作为第1电阻的可变电阻20的电阻值r2的1次温度系数β1设为正值。
电容充放电电路13具有开关24到开关29、可变电容30及可变电容31。开关24被来自后述的选通电路15的信号clkb1控制，开关25被来自后述的选通电路15的信号clk1控制，起到将从电流源电路11输出的电流i1供给可变电容30或可变电容31的任一个的作用。开关26被来自后述的选通电路15的信号clk2控制，开关27被来自后述的选通电路15的信号clkb2控制，起到将从电流源电路12输出的电流i2供给可变电容30或可变电容31的任一个的作用。开关28被后述的充电电压检测电路14的振荡输出端子40的信号clk控制，将充电到可变电容30的电荷放电。开关29被后述的充电电压检测电路14的振荡输出端子41的信号clkb控制，将充电到可变电容31的电荷放电。
充电电压检测电路14具有：比较器32；比较器33；包含nand门38和nand门39的rs闩锁电路；基准电压源34；以及基准电压源35。在可变电容30的充电电压超过基准电压源34的基准电压vref的情况下，比较器32的输出端子36的输出成为low电平。在可变电容31的充电电压超过基准电压源35的基准电压vref的情况下，比较器33的输出端子37的输出成为low电平。rs闩锁电路具有nand门38和nand门39。关于rs闩锁电路的振荡输出端子40和振荡输出端子41，如果一个为high电平则另一个为low电平。在比较器32的输出端子36或比较器33的输出端子37的任一个成为low电平的瞬间，振荡输出端子40和振荡输出端子41更换状态。此外，充电电压检测电路14中所包含的基准电压源34和基准电压源35，是与基准电压源10共同的电源。这三个基准电压源是将同一基准电压源个别地表现在附图上。
作为控制电路的选通电路15，响应输入到in端子91的信号mode切换张弛型振荡电路1的振荡模式。选通电路15将rs闩锁电路的振荡输出端子40的信号clk作为控制开关25的信号clk1或者控制开关26的信号clk2的任一个而输出。另外，选通电路15将rs闩锁电路的振荡输出端子41的信号clkb作为控制开关24的信号clkb1或者控制开关27的信号clkb2的任一个而输出。选通电路15通过输出作为控制信号的信号clk和信号clkb，控制电容充放电电路13的开关24、25、26、27的导通和截止。
图3示出选通电路15的输入输出信号的状态。振荡模式的切换，根据从in端子91输入的信号mode的逻辑电平，与振荡输出端子40的信号clk及振荡输出端子41的信号clkb的上升同步地进行。
张弛型振荡电路1在信号mode为high电平时成为i1振荡模式。i1振荡模式中，信号clk作为信号clk1而输出，信号clkb作为信号clkb1而输出，信号clk2和信号clkb2被固定为low电平。即，关于从电流源电路11输出的电流i1，被进行使开关24和开关25交替导通的控制而被交替供给可变电容30或可变电容31。控制开关26和开关27的信号clk2和信号clkb2固定在low电平，所以从电流源电路12输出的电流i2不会被供给可变电容30及可变电容31。电容充放电电路13仅以来自电流源电路11的电流i1进行动作。
张弛型振荡电路1在信号mode为low电平时成为i2振荡模式。i2振荡模式中，信号clk作为信号clk2而输出，信号clkb作为信号clkb2而输出，信号clk1和信号clkb1被固定在low电平。即，关于从电流源电路12输出的电流i2，被进行使开关26和开关27交替导通的控制而被交替供给可变电容30或可变电容31。控制开关24和开关25的信号clk1和clkb1固定在low电平，所以从电流源电路11输出的电流i1不会被供给可变电容30及可变电容31。电容充放电电路13仅以来自电流源电路12的电流i2进行动作。
以下，边参照图4所示的动作波形，边对图2的张弛型振荡电路1的动作进行解说。图4是从in端子91向选通电路15输入的信号mode为high电平、i1振荡模式的情况下的各部分的动作波形。图4的横轴表示时间。图4的纵轴中，可变电容30的充电电位vc1、可变电容31的充电电位vc2表示电压，比较器32的输出端子36的信号co1、比较器33的输出端子37的信号co2、信号clk、信号clkb表示逻辑电平。张弛型振荡电路1按照以下的顺序进行振荡动作。
当振荡输出端子40的信号clk为low电平、振荡输出端子41的信号clkb为high电平时，由于信号clk1为low电平所以开关25成为off状态，由于信号clkb1为high电平所以开关24成为on状态，由于信号clk2和信号clkb2固定为low电平所以开关26和开关27成为off状态，由于信号clk为low电平所以开关28成为off状态，由于信号clkb为high电平所以开关29成为on状态。可变电容30以从电流源电路11输出的电流i1被充电。可变电容31的电荷通过开关29被放电至零。
进行可变电容30的充电，当可变电容30的充电电位vc1达到基准电压vref时，比较器32的输出端子36的信号co1一瞬间成为low电平，包含nand门38、39的rs闩锁电路的振荡输出端子40的信号clk和振荡输出端子41的信号clkb的逻辑反转，且开关24改变为off状态、开关25改变为on状态、开关28改变为on状态、开关29改变为off状态，振荡输出端子40的信号clk反转为high电平，振荡输出端子41的信号clkb反转为low电平，被充电到可变电容30的电荷通过开关28被放电，充电电位vc1下降至零。可变电容31以从电流源电路11输出的电流i1被充电。
进行可变电容31的充电，当可变电容31的充电电位vc2达到基准电压vref时，比较器33的输出端子37的信号co2一瞬间成为low电平，包含nand门38、39的rs闩锁电路的振荡输出端子40的信号clk和振荡输出端子41的信号clkb的逻辑反转，且开关24改变为on状态、开关25改变为off状态、开关28改变为off状态、开关29改变为on状态，振荡输出端子40的信号clk反转为low电平，振荡输出端子41的信号clkb反转为high电平，被充电到可变电容31的电荷通过开关29被放电，充电电位vc2下降至零。可变电容30以从电流源电路11输出的电流i1被充电。
反复进行以上的一系列动作，从而张弛型振荡电路1交替更换可变电容30以电流i1被充电的期间（p1p）和可变电容31以电流i1被充电的期间（p1n），以振荡周期p1＝p1p＋p1n持续振荡状态。
此外，在从in端子91向选通电路15输入的信号mode为low电平的情况下，张弛型振荡电路1的i2振荡模式下的振荡动作，仅仅是将从上述的in端子91输入的信号mode为high电平的情况下的电流i1取代为电流i2、将信号clk1取代为信号clk2、及将信号clkb1取代为信号clkb2，因此省略详细的解说。张弛型振荡电路1交替更换可变电容30以电流i2被充电的期间（p2p）和可变电容31以电流i2被充电的期间（p2n），并以振荡周期p2＝p2p＋p2n持续振荡状态。
以下，以数学式为基础，对本发明的第1实施方式的张弛型振荡器中的源自温度变化的振荡周期的偏差的补偿原理进行解说。在此，设想电容的温度系数比电阻的温度系数充分小而能够忽略的情况。
式（2）是表示考虑了1次和2次温度系数的可变电阻16的电阻值r1的式。式（3）是表示考虑了1次和2次温度系数的可变电阻20的电阻值r2的式。
[数2]
[数3]
式（2）、式（3）中，
δt：从基准温度t0起的温度变化量；
r01：基准温度下的可变电阻16的电阻值；
r02：基准温度下的可变电阻20的电阻值；
α1：可变电阻16的1次温度系数；
α2：可变电阻16的2次温度系数；
β1：可变电阻20的1次温度系数；
β2：可变电阻20的2次温度系数。
张弛型振荡电路1的振荡周期，在i1振荡模式（信号mode为high电平）的情况下的振荡周期p1如式（4）那样表示，i2振荡模式（信号mode为low电平）的情况下的振荡周期p2如式（5）那样表示。
[数4]
[数5]
式（4）和式（5）中，p01为基准温度t0下的振荡周期p1的值，p02为基准温度t0下的振荡周期p2的值，分别由式（6）、式（7）表示。
式（6）和式（7）表示：通过使可变电容30和可变电容31的电容的合计值可变，能够以相同比例变更振荡周期p1和振荡周期p2；通过使可变电阻16的电阻值r1可变，能够变更振荡周期p1；以及通过使可变电阻20的电阻值r2可变，能够变更振荡周期p2。
[数6]
[数7]
在式（6）和式（7）中，
c1：可变电容30的电容值；
c2：可变电容31的电容值；
n1：电流源电路11的电流反射镜电路的沟道宽度之比（（pmos晶体管19的栅极宽度）/（pmos晶体管18的栅极宽度））；
n2：电流源电路12的电流反射镜电路的沟道宽度之比（（pmos晶体管23的栅极宽度）/（pmos晶体管22的栅极宽度））。
如式（2）和式（4）所示，张弛型振荡电路1的振荡周期p1的温度系数，与可变电阻16的电阻值r1的温度系数相同。如式（3）和式（5）所示，张弛型振荡电路1的振荡周期p2的温度系数，与可变电阻20的电阻值r2的温度系数相同。
此外，图2所示的张弛型振荡电路1是能够作为本发明的第1实施方式的张弛型振荡电路1使用的振荡电路的一个例子。只要为使负的1次温度系数的振荡周期p1以负的1次温度系数的电阻为基础进行振荡、并使正的1次温度系数的振荡周期p2以正的1次温度系数的电阻为基础进行振荡、且以来自外部的信号与振荡电路自身的振荡时钟即信号clk同步连续且不会停止地切换振荡周期p1和振荡周期p2的结构的振荡电路，则本发明的第1实施方式的张弛型振荡电路1也可为任意振荡电路。
边参照图5所示的时间图，边对本实施方式的张弛型振荡电路1的源自温度变化的振荡周期的偏差的补偿原理进行解说。图5的横轴表示时间。图5的纵轴表示逻辑电平。在本实施方式中，调整张弛型振荡电路1的振荡周期p1的时钟数n1和振荡周期p2的时钟数n2而进行源自温度变化的振荡周期的偏差的补偿。振荡周期p1的时钟数n1的调整是通过调整计数器3的计数值来进行。
起初，对张弛型振荡电路1的补偿振荡周期的1次温度偏差的原理进行解说。张弛型振荡电路1在in端子91被输入high电平时，将振荡周期p1的信号clk从out端子92输出。计数器3与张弛型振荡电路1输出的信号clk的上升同步地进行计数。
计数器3从外部通过n1val端子99，将振荡周期p1的时钟数n1作为计数数据进行设定。计数器3在计数的值达到计数数据时，将从msig端子96输出的信号mode变更为low电平。low电平的信号mode被输入in端子91，张弛型振荡电路1将振荡周期p1从下一个振荡周期改变为振荡周期p2。
可变分频器2将张弛型振荡电路1的时钟信号进行n分频，在振荡周期p1和振荡周期p2的时钟信号的时钟数的计数值的合计达到n时向dout端子94的时钟信号time输出high电平。可变分频器2的输出信号向计数器3的rst端子98输入，计数器3的计数值被复位为零。同时，计数器3将msig端子96的信号mode的电平更新为high电平，并开始下一个计数动作循环。
由图5可知，张弛型振荡电路1的振荡周期p1的时钟数n1和振荡周期p2的时钟数n2的合计，与可变分频器2的分频数n相等，示出式（8）的关系。
[数8]
本发明的第1实施方式的张弛型振荡器输出的振荡周期p，由于张弛型振荡电路1的振荡周期p1和振荡周期p2由前述的式（4）和式（5）表示，因此如式（9）那样表示。
[数9]
式（9）中，将振荡周期p的1次温度偏差抵消的条件是式（9）的第3项（δt有关的项）成为零的情况。该条件为式（10）。
[数10]
式（10）成立的条件是式（10）的右边为正值的情况。即，抵消振荡周期p的1次温度偏差的条件为振荡周期p1的1次温度系数α1（即可变电阻16的电阻值的1次温度系数α1）和振荡周期p2的1次温度系数β1（即可变电阻20的电阻值的1次温度系数β1）的一个为负值且另一个为正值的情况，除此之外，是在基准温度t0中“张弛型振荡电路1的振荡周期p1的时钟数n1和振荡周期p2的时钟数n2（振荡周期p2的时钟数n2为从分频数n减去振荡周期p1的时钟数n1的值）之比”，成为“张弛型振荡电路1的振荡周期p2的1次温度系数β1和振荡周期值p02的积、与张弛型振荡电路1的振荡周期p1的1次温度系数α1和振荡周期值p01的积之比”的情况。
接着，对张弛型振荡电路1的补偿振荡周期的2次温度偏差的原理进行解说。在此，将基准温度t0（δt＝0）中振荡周期的1次温度偏差成为零的振荡周期p1的时钟数n1和振荡周期p2的时钟数n2分别定义为时钟数n01和时钟数n02。时钟数n01和时钟数n02的合计与式（8）相同，具有式（11）所示的关系。进而，时钟数n01和时钟数n02如式（12）和式（13）那样表示。
[数11]
[数12]
[数13]
同时抵消振荡周期的1次和2次温度偏差的条件是式（9）中值因温度而改变的第3项（δt有关的项）和第4项（δt2有关的项）两者成为零的情况。式（9）的第3项和第4项成为零的振荡周期p1的时钟数n1和振荡周期p2的时钟数n2的条件的近似解为式（14）和式（15）。
[数14]
[数15]
式（14）和式（15）中的γ1和γ2和δn1和δn2的定义如下。
γ1：用于补偿振荡周期p的2次温度偏差的振荡周期p1的时钟数n1的温度系数。
[数16]
γ2：用于补偿振荡周期p的2次温度偏差的振荡周期p2的时钟数n2的温度系数。
[数17]
δn1：对振荡周期p1的2次温度偏差进行补偿（抵消并成为零用的）的振荡周期p1的时钟数n1的可变量；
δn2：对振荡周期p2的2次温度偏差进行补偿（抵消并成为零用的）时钟数n2的可变量。
式（14）和式（15）表示：只要将n1的值设定为振荡周期p的1次温度偏差成为零的时钟数n01的基础上与温度变动量成比例地可变δn1（＝n01γ1δt）、且将n2的值设定为振荡周期p的1次温度偏差成为零的时钟数n02的基础上与温度变动量成比例地可变δn2（＝n02γ2δt），就能够将振荡周期p的2次温度偏差补偿到零。
上述的式（14）和式（15）为补偿振荡周期p的2次温度偏差的条件。然而，在将式（14）和式（15）代入式（9）的情况下，在式（14）和式（15）的第2项含有温度变化量δt，所以式（9）的第1项和第2项的大小根据温度而改变，因此振荡周期p与温度无关而不会恒定。即，要使振荡周期p与温度无关地设为恒定，还需要向式（9）的第1项和第2项代入式（14）和式（15）的下一式（18）的第3项（δt有关的项）成为零的条件。
[数18]
若求出式（18）的第3项成为零的条件，则能推导出下一式（19）的条件。即可知基准温度t0下的张弛型振荡电路1的振荡周期p1和振荡周期p2相等为必要条件。另外在能保证式（19）的情况下能解析性推导出式（20）的关系成立。
[数19]
[数20]
δn：抵消振荡周期p的2次温度偏差并补偿为零的“振荡周期p1的时钟数n1”或“振荡周期p2的时钟数n2”的可变量的绝对值。
式（20）表示用于补偿振荡周期p的2次温度偏差的振荡周期p1的时钟数n1的可变量δn1、和用于补偿振荡周期p的2次温度偏差的振荡周期p2的时钟数n2的可变量δn2为大小相等且正负相反的关系。参照图1的结构及图2的电路，整理抵消上述1次和2次温度偏差的条件。
起初，在基准温度t0下进行振荡周期p的调整。在基准温度t0下，如式（19）所示，将振荡周期值p01和p02调整为相同值。具体而言，调整张弛型振荡电路1的可变电阻16、可变电阻20、可变电容30及可变电容31的值。调整可变分频器2的分频数n，能够使张弛型振荡器70的振荡周期p为期望的振荡周期p。振荡器的振荡周期p不被振荡周期值p01的时钟数n01和振荡周期值p02的时钟数n02的比例影响。
接着，进行振荡周期值p01和p02的时钟数n01和n02的调整。用于抵消1次温度偏差的基准温度t0下的振荡周期值p01和p02的时钟数n01和n02的比例，根据式（12）和式（13）、可变电阻16和可变电阻20的电阻值的温度系数进行计算。该计算中所需要的可变电阻16和20的温度系数α1、β1、α2、β2的值，可以通过使周围温度从基准温度t0进行变化、直接计测可变电阻16和20的电阻值来求出，或者通过计测张弛型振荡电路1的振荡周期p1和p2来间接求出。此外，该计测能够用使张弛型振荡电路1仅以i1振荡模式或者i2振荡模式动作等来实施。
最后，振荡周期的2次温度偏差的补偿是通过如下方式来进行，即在温度从基准温度t0以温度变化量δt变化的情况下，根据式（16）所示的温度系数γ1或式（17）所示的温度系数γ2由式（18）算出δn的值，向计数器3的n1val端子99的振荡周期值p01的时钟数n1的设定值相加δn（δn的值可取正负值）。在该情况下，振荡周期值p01和p02的时钟数n1和n2的合计值，与可变分频器2的分频数n相等。分频数n恒定，所以n2只要设定n1就能唯一确定，无需个别地控制n2。
此外，本发明的第1实施方式的张弛型振荡器本来就没有以生成占空比始终为50％的输出波形的方式构成。如果想要适用本实施方式的张弛型振荡器，得到占空比始终为50％的输出波形的情况下，例如通过以期望的振荡周期的1/2倍的振荡周期振荡并将可变分频器2输出的时钟信号time进行2分频等，能够生成占空比为50％的波形。
在图6和图7示出基于上述的源自温度变化的振荡周期p的偏差的补偿原理控制第1实施方式的张弛型振荡器的情况下的特性。图6的横轴表示温度。图6的纵轴中时钟数n1和n2示出时钟数、分频数n示出分频数。图7的横轴表示温度。图7的纵轴以ppm单位示出振荡周期p从基准温度起的变动量。
图6和图7的条件为：基准温度t0＝50℃下的张弛型振荡电路1的振荡周期p1和p2在30.518us（p01＝p02＝1/32.768khz）相等，且以可变分频器2的输出的振荡周期p成为0.125ms的方式分频数n为2的12次幂、具体而言212＝4096，振荡周期p1和p2的温度系数（即可变电阻16和可变电阻20的温度系数）的值为α1＝－5.928e－4[－/℃]、α2＝1.0464e－6[－/℃2]、β1＝1.385e－3[－/℃]、β2＝7.876e－7[－/℃2]。
图6是示出相对于温度的计数器3的时钟数n1的设定值、振荡周期p2的时钟数n2的值及可变分频器2的分频数n的图表。示出基于上述的补偿源自温度变化的振荡周期p的偏差的原理，计数器3的时钟数n1的设定值的值与温度变化成比例地可变的情况。在此可变分频器2的分频数n与温度无关地恒定（n＝4096），因此振荡周期p2的时钟数n2相对于温度的变化量，成为与振荡周期p1的时钟数n1的变化量极性相反且大小相同。图6的计数器3的时钟数n1的设定值和振荡周期p2的时钟数n2满足式（18）的条件。
图7是第1实施方式的张弛型振荡器输出的时钟信号time中温度造成的振荡周期p的偏差（振荡周期的变动量）。图7的曲线a的特性是与温度无关地将计数器3的时钟数n1的设定值固定为基准温度t0时的振荡周期p1的时钟数n01的情况下的温度变化造成的振荡周期p的偏差。在该情况下，振荡周期p的1次温度偏差成为零，但是振荡周期p的2次温度偏差未得到补偿而保留。
图7的曲线b的特性是基于上述的补偿振荡周期因温度造成的偏差的原理，对应温度将计数器3的时钟数n1的设定值控制为图6所示的值的情况下的振荡周期p因温度变化造成的振荡周期p的偏差。关于振荡周期p，抵消振荡周期p的1次温度偏差的条件式为近似解，所以若远离基准温度（50℃）就会产生误差，与基准温度时的振荡周期p的偏差会增加。然而，温度范围为从0℃温度变化100℃造成的振荡周期p的偏差，处于－55.7ppm到＋64.7ppm的范围，与现有的张弛型振荡器相比极小，为接近不具有偏差补偿的功能的石英振荡器的振荡周期的偏差的值。
此外，图7的曲线b的特性是在远离基准温度（50℃）的低温和高温的区域中温度变化造成的振荡周期p的偏差变大。如果能够使振荡周期p1和p2的2次温度系数（即可变电阻16和可变电阻20的2次温度系数）为相同值，则在整个温度范围能够使温度变化造成的振荡周期p的偏差为零。
另外，为了提高本实施方式的张弛型振荡电路相对于温度的振荡周期的偏差补偿的精度，将本张弛型振荡电路形成在单一半导体芯片上，并将可变电阻16和可变电阻20相邻配置。由于可变电阻16和可变电阻20的温度变得均匀，所以能够提高振荡周期的补偿的精度。
（第2实施方式）
图8示出本发明的第2实施方式的张弛型振荡器的一个例子即张弛型振荡器70a的结构。在本实施方式以后的说明中，对于与张弛型振荡器70及张弛型振荡器70所具备的结构要素等的已出现的结构要素实质上没有区别的结构要素标注相同标号并省略重复的说明。张弛型振荡器70a具备张弛型振荡电路1、可变分频器2、计数器3、温度传感器50、运算电路51、第1存储器52、第2存储器53、加法器54及开关55。第1存储器52和加法器54构成作为第1电路的电路56，该第1电路作成对可变分频器2输出的时钟信号time的1个周期中的、时钟数n1和时钟数n2进行调整的信号。第2存储器53和运算电路51构成作为第2电路的电路57，该第2电路作成增加时钟数n1和时钟数n2的一个并减少另一个的信号。
温度传感器50测定温度并将测定结果作为温度数据输出到运算电路51。运算电路51运算用于将张弛型振荡电路1的振荡周期p1的2次温度偏差补偿为零的计数器3的时钟数n1的设定值的可变量δn（δn可取正和负的值）。运算电路51基于来自温度传感器50的信号和第2存储器的值，运算可变量δn作为时钟数n1的设定值的修正值并加以输出。
第1存储器52保存有可变分频器2的分频数n的值、和基准温度t0中张弛型振荡电路1的1次温度偏差成为零的计数器3的时钟数n01的设定值。可变分频器2的分频数n的值可由第1存储器52读出，并向可变分频器2的nval端子95输入。
第2存储器53是保存运算电路51运算计数器3的时钟数n1的设定值的可变量δn所需要的数据或对应于温度t的可变量δn的存储器。运算电路51指定第2存储器53的地址，读出保存在第2存储器53的数据。
加法器54将保存在第1存储器52的计数器3的时钟数n01的值和运算电路51计算的计数器3的时钟数n1的设定值的可变量δn相加，并向计数器3交付时钟数n1的设定值。
此外，开关55控制是否向加法器54传递计数器3的时钟数n1的设定值的可变量δn。能够通过开关55的开合选择有无振荡周期p1的2次温度偏差的补偿。
张弛型振荡器70a能够通过上述一系列机构自动补偿时钟信号time的振荡周期p的2次温度偏差。本实施方式的张弛型振荡电路能极为稳定地保持振荡周期p。
（第3实施方式）
图9示出本发明的第3实施方式的张弛型振荡器的一个例子即张弛型振荡器70b的结构。本实施方式是本发明的第2实施方式中的温度传感器50的更具体的结构的一个例子。本实施方式除了在第2实施方式中说明的以振荡周期p振荡的张弛型振荡电路1以外，在温度传感器50中具备构成为能够输出作为第4时钟的振荡时钟的第2振荡电路60。
温度传感器50具有第2振荡电路60和第2计数器61。第2振荡电路60能够采用张弛型振荡电路101（图13）或张弛型振荡电路1（图2）等。在采用张弛型振荡电路1的情况下，张弛型振荡电路1选择仅i1振荡模式（或者仅i2振荡模式）。
以下，对张弛型振荡器70b中的温度变化的检测和源自温度变化的振荡周期p的偏差补偿的原理及顺序进行说明。
在此，第2振荡电路60设为在振荡周期p3的生成上利用与张弛型振荡电路1的可变电阻16相同原料的电阻（1次温度系数为α1）（或者第2振荡电路60也可以在振荡周期p3的生成上利用与可变电阻20相同原料的电阻）。第2振荡电路60的振荡周期p3在考虑电阻的1次温度系数的情况下如式（21）那样表示。振荡周期p3未进行源自温度变化的偏差补偿，因此对于温度显著变动。
[数21]
式（21）中，
p03：基准温度t0下的第2振荡电路60的振荡周期；
α1：第2振荡电路60的电流生成中所使用的电阻的1次温度系数；
δt：从基准温度t0起的温度变化量。
相对于此，关于张弛型振荡电路1输出的时钟信号time的振荡周期p，因为振荡周期值p01和p02的时钟数n01和n02的比例得到调整且1次偏差为零（开关55被打开的状态），所以如果以第2振荡电路60的振荡周期p3为基准，则振荡周期p就可视作为大致恒定值。
第2计数器61被输入可变分频器2的输出，在其1个周期（振荡周期p）的期间对第2振荡电路60的振荡时钟进行计数。该情况下的第2计数器61的计数值m在考虑电阻的1次温度系数的情况下如式（22）那样表示。
[数22]
式（23）可通过由式（22）求出温度变化量δt的近似解而得到，能够将第2计数器61的计数值m作为温度数据而知晓温度变化量δt。
[数23]
运算电路51根据第2计数器61的计数值m算出张弛型振荡电路1的补偿振荡周期p的1次温度偏差的可变量δn，并作为修正值加以输出。张弛型振荡电路1在开关55被合上时，对时钟数n01相加可变量δn的计数数据被输入计数器3的n1val端子99且振荡周期p的2次温度偏差得到修正。
上述张弛型振荡器70b在以温度传感器50检测温度变化时开关55打开的状态（即张弛型振荡电路1的源自温度变化的振荡周期p的偏差补偿仅进行一次的情况下）下进行动作。然而，张弛型振荡器70b在检测温度变化时开关55合上的情况下（即张弛型振荡电路1的源自温度变化的振荡周期p的偏差补偿进行到两次的情况下）也能得到同样的效果。
这是因为张弛型振荡电路1无论是张弛型振荡电路1的源自温度变化的振荡周期p的偏差补偿仅进行一次的情况下（开关55打开的情况下）还是进行到两次的情况下（开关55合上的情况下），张弛型振荡电路1的振荡周期（振荡周期p）在与第2振荡电路60的振荡周期（振荡周期p3）的对比上都与温度无关而可视作为近似于恒定。
另外，关于张弛型振荡器70b，为了通过本实施方式的结构提高温度变化的检测精度并提高振荡周期p的2次温度偏差补偿的精度，将本电路形成在单一半导体芯片上，并使张弛型振荡电路1和第2振荡电路60尽量靠近配置、或者将两个振荡电路的成为振荡周期的基准的电阻相邻配置等，使它们温度均匀是有效的。
而且，如果设为第2振荡电路60共用张弛型振荡电路1的电流源电路11（或者电流源电路12）的结构，则张弛型振荡器70b中张弛型振荡电路1与第2振荡电路60的振荡周期p3的温度变化的相对误差消失，所以温度的检测精度变高且源自温度变化的振荡周期p的偏差补偿的精度得到提高。
（第4实施方式）
图10示出本发明的第4实施方式的张弛型振荡器的一个例子即张弛型振荡器70c的结构。本实施方式示出运算电路51为简单结构即可的情况下的具体例。
在图10的结构中，运算电路51由减法器62构成。根据式（14）和式（23），张弛型振荡电路1的计数器3的时钟数n1的设定值可如式（24）那样表现。
[数24]
式（24）中，第2项是补偿张弛型振荡器70c输出的时钟信号time中的振荡周期p的1次温度偏差的可变量δn。式（24）中，如果将基准温度t0下的第2振荡电路60的振荡周期值p03设定为可由式（25）表示的特别的值，则可变量δn的计算如（m－p/p03）这样变得简单。即，张弛型振荡器70c不需要乘法，因此能够大幅减小运算电路51的电路规模。
[数25]
另外p/p03可视作为近似于大致恒定值。如果将其如式（26）所示那样定义为常数m，则可变量δn的计算成为式（27）的形式。即，如图10所示，运算电路51仅为减法器62即可。第2存储器53仅存放常数m即可。因而，张弛型振荡器70c能够大幅减小电路规模。
[数26]
[数27]
图11示出将本发明的第1至第4实施方式的张弛型振荡器应用于电子设备72的一个例子。电子设备72具备张弛型振荡器70d和逻辑电路71。张弛型振荡器70d由本发明的第1至第4实施方式的张弛型振荡器的任一个构成。逻辑电路71基于来自外部的设定值（set），以张弛型振荡器70d生成的时钟信号time为基准，生成对定时器或钟表等的电子设备72来说成为基准的时钟。
本发明的第1至第4张弛型振荡器的源自温度的振荡周期的偏差极小，因此能够作为在现有的张弛型振荡器中困难的高精度的定时器或钟表等的电子设备的基准时钟信号源而利用。
以上，本发明的第1至第4实施方式的张弛型振荡器输出的时钟信号time的源自温度变化的振荡周期p的偏差补偿的原理的解说，仅关注了可变电阻16和可变电阻20的温度系数。进而，本发明的最大特征在于：能够将考虑到包括构成振荡器的电阻以外的要素部件（可变电容、逻辑元件的延迟、电源电压等）的温度系数的影响在内的整个振荡器的时钟信号time的振荡周期p的温度偏差补偿为大致零。
这在可变电阻以外的要素部件的温度系数的绝对值相对于可变电阻16及可变电阻20的1次温度系数α1和β1的绝对值充分小的条件（作为目标为可变电阻的1次温度系数的1/10以下）下变为可能。在该条件下，关于考虑了整个振荡器的影响的振荡周期p的1次温度偏差，相对于温度的振荡周期p的变动中可变电阻16和可变电阻20的温度系数是支配性的，所以通过调整振荡周期值p01和p02的比来独立进行调整，能够将考虑了整个振荡器的影响的振荡周期p的1次温度偏差调整为零。关于考虑了整个振荡器的影响的振荡周期p的2次温度偏差，对基准温度t0下的第3实施方式或第4实施方式的第2振荡电路60的振荡周期值p03进行增减调整，从而能够独立调整考虑了整个振荡器的影响的振荡周期p的2次温度偏差，能够调整为大致零。
此外，本发明并不原状局限于上述实施方式，除了上述例以外，在实施阶段还能以各种方式实施，在不脱离发明的要点的范围内，能够进行各种省略、置换、变更。这些实施方式或其变形不仅包括在发明的范围及要点内，而且包括在权利要求书记载的发明及其同等的范围内。
标号说明
1张弛型振荡电路；2可变分频器；3计数器；10基准电压源；11、12电流源电路；13电容充放电电路；14充电电压检测电路；15选通电路；16、20可变电阻；30、31可变电容；50温度传感器；51运算电路；52、53存储器；54加法器；55开关；60第2振荡电路；61第2计数器；62减法器；70、70a、70b、70c、70d张弛型振荡器；71逻辑电路；100张弛型振荡器；101振荡电路；102可变分频器。
1.一种张弛型振荡器，具备振荡电路、可变分频器和计数器，其特征在于，
所述振荡电路具备：第1时钟发生电路，输出振荡周期的1次温度系数为正的第1时钟；第2时钟发生电路，输出振荡周期的1次温度系数为负的第2时钟；以及控制电路，对应从所述计数器输入的切换信号而生成切换所述第1时钟和所述第2时钟的控制信号，基于所述控制信号将切换后的所述第1时钟及所述第2时钟的任一个作为第3时钟输出，
所述可变分频器将所输入的所述第3时钟对应输入自己的设定端子的分频数进行分频并作为所述张弛型振荡器的时钟输出，
所述计数器构成为：将所输入的所述第3时钟对应输入自己的设定端子的计数数据进行计数，并输出切换到所述第2时钟的切换信号及对应输入到复位端子的所述张弛型振荡器的时钟切换到所述第1时钟的切换信号的任一个。
2.如权利要求1所述的张弛型振荡器，其特征在于：
还具备温度传感器、第1电路及第2电路，
所述温度传感器将温度数据输出到所述第1电路，
所述第1电路将修正所述计数数据的修正值输出到所述第2电路，
所述第2电路将所述分频数输出到所述可变分频器，并将以所述修正值进行修正后的所述计数数据输出到所述计数器。
3.如权利要求2所述的张弛型振荡器，其特征在于：
所述第1电路具备第2存储器和运算电路，
所述第2电路具备第1存储器和加法器，
所述第1存储器保存在所述可变分频器设定的所述分频数和在所述计数器设定的计数数据，
所述第2存储器保存由所述运算电路运算所述修正值时使用的值，
所述第1电路中，所述运算电路以来自所述温度传感器的所述温度数据和所述第2存储器的值为基础运算所述修正值并向所述第2电路输出，
所述第2电路向所述计数器输出所述加法器将所述修正值和所述第1存储器的值相加后的值。
4.如权利要求2所述的张弛型振荡器，其特征在于，
所述温度传感器具备：
输出第4时钟的第2振荡电路；以及
被输入所述张弛型振荡器的时钟的第2计数器。
5.如权利要求3所述的张弛型振荡器，其特征在于，
所述温度传感器具备：
输出第4时钟的第2振荡电路；以及
被输入所述张弛型振荡器的时钟的第2计数器。
6.如权利要求3所述的张弛型振荡器，其特征在于：
所述运算电路由减法器构成。
7.如权利要求1所述的张弛型振荡器，其特征在于：
所述第1时钟发生电路具有生成所述第1时钟的第1电阻。
8.如权利要求1所述的张弛型振荡器，其特征在于：
所述第2时钟发生电路具有生成所述第2时钟的第2电阻。
9.如权利要求1所述的张弛型振荡器，其特征在于：
所述第2时钟的振荡周期和所述第2时钟的振荡周期的温度变化的2次温度系数的积、与所述第1时钟的振荡周期和所述第1时钟的振荡周期的温度变化的2次温度系数的积之比，相对于所述第1时钟的振荡周期和所述第2时钟的振荡周期之比为绝对值相等且符号相反。
10.一种电子设备，其特征在于：将权利要求1所述的张弛型振荡器的输出作为基准时钟信号源而采用。
技术总结