本申请要求于2019年09月23日提交中国国家知识产权局、申请号为201910899755.2、发明名称为“一种obc电路、obc充电器、新能源汽车及充电桩”的中国专利申请的优先权，其全部内容通过引用结合在本申请中。
本申请涉及电路领域，尤其涉及一种双输出端口充电电路。
背景技术：
气候变化、能源和环境问题是人类社会共同面对的长期问题。交通运输领域的温室气体排放、能源消耗和尾气排放三大问题是否有效解决直接影响人类共同问题能够有效解决。作为世界能源消耗大国和环境保护重要力量，发展电动汽车成为了我国未来发展战略。随着电动汽车发展越来越成熟，车载充电机(on-boardcharger，obc)和直流转直流电源(directcurrent，dc/directcurrent，dc)模块作为电动汽车的重要组成部件，obc不仅可将交流电压转化为直流电压为电池充电，同时也可将电池的直流电压转化为交流电压对外进行功率输出，满足于户外、应急备用电源等应用场景。而dc/dc模块是用作将高压电池转为12v低压电源用于车上低压设备供电的设备。
传统的obc和dc/dc产品往往都是作为二合一产品(将obc和dc/dc电路放在一个机壳内)销售，两者的功率电路拓扑都是各自独立的，这样的产品不仅造价高，由于功率器件较多，所以体积也难以做小。为改善上述问题，目前业界开始尝试引入三端口变换器，将obc和dc/dc功率电路集成在同一个电路变换系统中，但是目前的电路变换系统中通常会出现两个输出端口电压之间存在较为严重的交叉调整率的问题。
技术实现要素：
本申请实施例提供了一种双输出端口充电电路，用于将dc/dc转换电路的高压侧功率管与obc原边转换电路的功率管进行复用，从而实现不产生交叉调整率。
第一方面，本申请实施例提供一种双输出端口充电电路，其具体包括：原边转换电路、副边第一转换电路、副边第二转换电路、变压器以及控制器；所述原边转换电路为逆变电路，所述原边转换电路的交流侧与所述变压器的一侧耦合，所述副边第一转换电路为整流电路，所述副边第一转换电路的交流侧与所述变压器的另一侧耦合，所述副边第二转换电路为整流电路，所述副边第二转换电路的交流侧与所述变压器的另一侧耦合；所述原边转换电路包括多个第一功率开关，所述副边第一转换电路包括多个第二功率开关，所述副边第二转换电路包括相互并联的第一支路、第二支路、第三支路和低压输出端，所述第一支路包括串联连接的第三功率开关、第四功率开关以及第一绕组，所述第三功率开关和第四功率开关为反向对顶功率管，所述第二支路包括串联连接的第五功率开关、第六功率开关以及第二绕组，所述第五功率开关和第六功率开关为反向对顶功率管，所述第三支路包括串联连接的第一谐振电感和谐振电容，所述低压输出端与所述谐振电容并联，所述第一绕组和所述第二绕组耦合在所述变压器的另一侧；所述控制器用于控制所述双输出端口充电电路包括的各功率开关，来控制第一供电通路、第二供电通路和第三供电通路输出电能，所述第一供电通路包括所述原边转换电路以及副边第一转换电路，所述第二供电通路包括所述原边转换电路以及所述副边第二转换电路，该第三供电通路包括该副边第一转换电路和该副边第二转换电路。
本实施例中，该副边第一转换电路的交流侧或该原边转换电路还可以串联辅助电感，同时该辅助电感可以独立设计也可以集成在该变压器中。
本实施例提供的技术方案中，由于该第一供电通路与该第二供电通路之间分别由不同的移相角进行控制，因此该第一供电通路与该第二供电通路可以分别独立工作，从而实现dc/dc转换电路的高压侧功率管与obc原边转换电路的功率管进行复用，继而不再产生交叉调整率。
可选的，所述控制器用于控制所述第一功率开关和所述第二功率开关之间通断的移相角大小，以控制所述第一供电通路输出的电能大小和电流流向，所述电流流向为从所述副边第一转换电路的输出端输出。
可选的，所述控制器用于控制所述第一功率开关和目标功率开关之间通断的移相角大小，以控制所述第二供电通路输出的电能大小和电流流向，所述目标功率开关包括所述第三功率开关、所述第四功率开关、所述第五功率开关和所述第六功率开关中的至少一个，所述电流流向为从所述副边第二转换电路的输出端输出。
可选的，所述控制器用于控制所述目标功率开关保持导通的移相角大小，以控制所述第二供电通路输出的电能大小和电流流向，所述目标功率开关为所述第三功率开关和所述第四功率开关或者所述目标功率开关为所述第五功率开关和所述第六功率开关，所述电流流向为从所述原边转换电路的输出端输出。
可选的，所述控制器具体用于：在第一时间段内，所述第二绕组上的电压为正压，所述第一绕组上的电压为负压，在第一时刻控制所述第三功率开关和所述第四功率开关导通，所述第二绕组、所述谐振电感、所述谐振电容、所述第三功率开关和所述第四功率开关构成闭合回路，所述第一时刻为所述第一时间段内的一个时刻，在第二时间段内，所述第二绕组上的电压为零；在第三时间段内，所述第二绕组上的电压为负压，所述第一绕组上的电压为正压，在第二时刻，控制所述第三功率开关基于零电压开关zvs进行关断，以及控制所述第五功率开关基于小电流闭合方法进行闭合，所述第二时刻为所述第三时间段的终止时刻；在第三时刻，所述第四功率开关基于零电压开关zcs进行软断开，所述第三时刻为所述第二时刻之后的时刻，其中在第四时间段内，所述第一绕组上的电压为正压，所述第一绕组、所述谐振电感、所述谐振电容、所述第五功率开关和所述第六功率开关构成闭合回路。
可选的，所述控制器具体用于：在第一时间段内，控制所述第三功率开关、所述第四功率开关、所述第五功率开关和所述第六功率开关均导通；在第二时间段内，控制所述第三功率开关与所述第四功率开关关断，控制所述第五功率开关和所述第六功率开关导通，所述第二时间段的起始时刻为所述第一时间段的终止时刻；在第三时间段内，控制所述第三功率开关、所述第四功率开关、所述第五功率开关和所述第六功率开关均导通，所述第三时间段的起始时刻为所述第二时间段的终止时刻；在第四时间段内，控制所述第三功率开关与所述第四功率开关导通，控制所述第五功率开关和所述第六功率开关关断，所述第四时间段的起始时刻为所述第三时间段的终止时刻。
可选的，在所述电路还包括第一续流管，所述第一续流管并联于所述第一谐振电感和所述谐振电容上。在此基础上，所述控制器具体用于在第一时间段内，所述第二绕组上的电压为正压，所述第一绕组上的电压为负压，在第一时刻或第二时刻，控制所述第四功率开关导通，在所述第二时刻，控制所述第三功率开关导通，所述第二绕组、所述谐振电感、所述谐振电容、所述第三功率开关和所述第四功率开关构成闭合回路，所述第一时刻为所述第一时间段内的一个时刻，在第二时间段内，所述第一绕组和所述第二绕组上的电压为零，所述第二时间段的起始时刻为所述第一时间段的终止时刻；在第三时刻,控制所述第一续流管基于零电压开关zvs进行闭合，所述第三时刻为所述第一时间段的终止时刻；在第三时间段内，所述第二绕组上的电压为负压，所述第一绕组上的电压为正压，在第四时刻，控制所述第一续流管基于零电压开关zvs进行关断，以及控制所述第五功率开关基于零电压开关zvs进行闭合，在第五时刻，控制所述第四功率开关基于零电流开关zcs进行关断。这样可以有效保障所有功率管均工作于zvs、zcs或小电流硬开场景，从而降低开关损耗。
可选的，所述控制器具体用于：在第一时间段内，在第一时刻控制所述第一续流管导通，所述第三功率开关、所述第四功率开关、所述第五功率开关和所述第六功率开关关断；在第二时间段内，在第二时刻控制所述第一续流管关断，所述第三功率开关关断，所述第五功率开关和所述第六功率开关导通，所述第二绕组、所述谐振电感、所述谐振电容、所述第五功率开关和所述第六功率开关构成闭合回路，所述第一时刻为所述第一时间段内的一个时刻，所述第二时刻为所述第二时间段内的一个时刻，所述第二时间段的起始时刻为所述第一时间段的终止时刻；在第三时间段内，在第三时刻控制所述第一续流管导通，所述第一功率开关、所述第二功率开关、所述第三功率开关和所述第四功率开关关断；在第四时间段内，在第四时刻控制所述第一续流管关断，所述第三功率开关和所述第四功率开关导通，所述第五功率开关关断，所述第一绕组、所述谐振电感、所述谐振电容、所述第三功率开关和所述第四功率开关构成闭合回路，所述第三时刻为所述第三时间段内的一个时刻，所述第四时刻为所述第四时间段内的一个时刻，所述第三时间段的起始时刻为所述第二时间段的终止时刻，所述第四时间段的起始时刻为所述第三时间段的终止时刻。
可选的，所述电路还包括第二续流管、第三续流管和第二谐振电感，所述第二续流管并联于所述第一谐振电感和所述第二谐振电感上，所述第三续流管并联于所述第一谐振电感和所述第二谐振电感上，所述第二续流管、所述第五功率开关以及所述第六功率开关与所述第三续流管、所述第三功率开关和所述第四功率开关的发波时序差180度。在此基础上，所述控制器具体用于在第一时间段内，所述第二绕组上的电压为正压，所述第一绕组上的电压为负压，在第一时刻，控制所述第五功率开关和所述第六功率开关导通，所述第一时刻为所述第一时间段中的一个时刻，在第二时间段，所述第二绕组上的电压为零，所述第二时间段的起始时刻为所述第一时间段的终止时刻，在第三时间段内，所述第二绕组上的电压为负压；在第二时刻，控制所述第五功率开关基于零电压开关zvs进行关断，在第三时刻，控制所述第六功率开关基于零电流开关zcs进行关断；所述控制器还用于控制所述第二续流管基于零电压开关zvs实现与所述第五功率开关的互补开通。这样可以有效保障所有功率管均工作于zvs、zcs或小电流硬开场景，从而降低开关损耗。
可选的，该辅助电感的连接方式可以有如下几种可能实现方式：一种可能实现方式中，所述辅助电感连接在所述副边第一转换电路交流侧的绕组上；另一种可能实现方式中，所述辅助电感连接在所述原边转换电路交流侧的绕组上。
基于上述辅助电感的连接方式，该第一供电通路、该第二供电通路以及该第三供电通路的电流走向可以有如下几种情况：
一种可能实现方式中，在所述辅助电感连接在所述副边第一转换电路交流侧的绕组上时，所述辅助电感的右端点电压小于0，所述控制器用于控制所述第一功率开关和所述第二功率开关之间通断的移相角大小，以控制所述第一供电通路输出的电能大小和电流流向，所述电流流向为从所述副边第一转换电路输出至所述原边转换电路的输出端输出。
另一种可能实现方式中，在所述辅助电感连接在所述原边转换电路交流侧的绕组上时，所述辅助电感的左端点电压小于0，所述控制器用于控制所述第一功率开关和所述第二功率开关之间通断的移相角大小，以控制所述第一供电通路输出的电能大小和电流流向，所述电流流向为从所述副边第一转换电路输出至所述原边转换电路的输出端输出。
另一种可能实现方式中，在所述辅助电感连接在所述副边第一转换电路交流侧的绕组上时，所述辅助电感的左端电压小于0，所述控制器用于控制所述第一功率开关和所述第二功率开关之间通断的移相角大小，以控制所述第三供电通路输出的电能大小和电流流向，所述电流流向为从所述副边第一转换电路输出所述原边转换电路，再由所述原边转换电路输出至所述副边第二转换电路的输出端输出。
另一种可能实现方式中，在所述辅助电感连接在所述原边转换电路交流侧的绕组上时，所述辅助电感的右端点电压小于0，所述控制器用于控制所述第一功率开关和所述第二功率开关之间通断的移相角大小，以控制所述第三供电通路输出的电能大小和电流流向，所述电流流向为从所述副边第一转换电路输出至所述副边第二转换电路的输出端输出。
另一种可能实现方式中，在所述辅助电感连接在所述原边转换电路交流侧的绕组上时，所述辅助电感的右端点电压小于0，所述控制器用于控制所述目标功率开关保持导通的移相角大小，以控制所述第三供电通路输出的电能大小和电流流向，所述目标功率开关为所述第三功率开关和所述第四功率开关或者所述目标功率开关为所述第五功率开关和所述第六功率开关，所述电流流向为从所述副边第二转换电路输出至所述副边第一转换电路，然后再由所述副边第一转换电路输出至所述原边转换电路的输出端输出。
另一种可能实现方式中，在所述辅助电感连接在所述副边第一转换电路交流侧的绕组上时，所述辅助电感的左端电压小于0，所述控制器用于控制所述目标功率开关保持导通的移相角大小，以控制所述第三供电通路输出的电能大小和电流流向，所述目标功率开关为所述第三功率开关和所述第四功率开关或者所述目标功率开关为所述第五功率开关和所述第六功率开关，所述电流流向为从所述副边第二转换电路输出至所述原边转换电路的输出端输出。
可选的，所述原边转换电路为全桥电路或半桥电路；所述副边第一转换电路为全桥电路或半桥电路。这样可以更方便电路设计，有助于在不同的场景下选用合适的双输出端口充电电路。
可选的，所述原边转换电路的交流侧为第三绕组，所述原边转换电路的交流侧串接有隔直电容。隔直电容的耐压较低，成本低于llc的谐振电容，从而节省该双输出端口充电电路的成本。
附图说明
图1为本申请实施例中双输出端口充电电路的模块示意图；
图2为本申请实施例中双输出端口充电电路的第一种结构示意图；
图3为本申请实施例中双输出端口充电电路的第二种结构示意图；
图4为本申请实施例中原边转换电路向副边第一转换电路和副边第二转换电路的一种控制时序图；
图5为本申请实施例中该副边第二转换电路对该原边转换电路充电的一种控制时序图；
图6为本申请实施例中双输出端口充电电路的第三种结构示意图；
图7为本申请实施例中该原边转换电路对该副边第二转换电路供电的另一种控制时序图；
图8为本申请实施例中该副边第二转换电路向该原边转换电路进行供电的另一种控制时序图；
图9为本申请实施例中双输出端口充电电路的第四种结构示意图；
图10为本申请实施例中obc正向充电的另一种控制时序图。
具体实施方式
本申请实施例提供了一种双输出端口充电电路，用于将dc/dc转换电路的高压侧功率管与obc原边转换电路的功率管进行复用，从而实现不产生交叉调整率。
本申请的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”、“第三”、“第四”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的实施例能够以除了在这里图示或描述的内容以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
气候变化、能源和环境问题是人类社会共同面对的长期问题。交通运输领域的温室气体排放、能源消耗和尾气排放三大问题是否有效解决直接影响人类共同问题能够有效解决。作为世界能源消耗大国和环境保护重要力量，发展电动汽车成为了我国未来发展战略。随着电动汽车发展越来越成熟，车载充电机(on-boardcharger，obc)和直流转直流电源(directcurrent，dc/directcurrent，dc)模块作为电动汽车的重要组成部件，obc不仅可将交流电压转化为直流电压为电池充电，同时也可将电池的直流电压转化为交流电压对外进行功率输出，满足于户外、应急备用电源等应用场景。而dc/dc模块是用作将高压电池转为12v低压电源用于车上低压设备供电的设备。
传统的obc和dc/dc产品往往都是作为二合一产品(将obc和dc/dc电路放在一个机壳内)销售，两者的功率电路拓扑都是各自独立的，这样的产品不仅造价高，由于功率器件较多，所以体积也难以做小。为改善上述问题，目前业界开始尝试引入三端口变换器，将obc和dc/dc功率电路集成在同一个电路变换系统中，但是目前的电路变换系统中通常会出现两个输出端口电压之间存在较为严重的交叉调整率的问题。
为了解决这一问题，本申请实施例提供如下如图1所示的双输出端口充电电路，该电路包括：原边转换电路101、副边第一转换电路102、副边第二转换电路103、变压器104以及控制器105；该原边转换电路101为逆变电路，该原边转换电路101的交流侧与该变压器104的一侧耦合，该副边第一转换电路102为整流电路，该副边第一转换电路102的交流侧与该变压器104的另一侧耦合，该副边第二转换电路103为整流电路，该副边第二转换电路103的交流侧与该变压器104的另一侧耦合；该原边转换电路101包括多个第一功率开关，该副边第一转换电路102包括多个第二功率开关，该副边第二转换电路103包括相互并联的第一支路、第二支路、第三支路和低压输出端，该第一支路包括串联连接的第三功率开关、第四功率开关以及第一绕组，该第三功率开关和第四功率开关为反向对顶功率管，该第二支路包括串联连接的第五功率开关、第六功率开关以及第二绕组，该第五功率开关和第六功率开关为反向对顶功率管，该第三支路包括串联连接的谐振电感和谐振电容，该低压输出端与该谐振电容并联，该第一绕组和该第二绕组耦合在该变压器104的另一侧；该控制器105用于控制该双输出端口充电电路包括的各功率开关，来控制第一供电通路和第二供电通路输出电能，该第一供电通路包括该原边转换电路101以及副边第一转换电路102，该第二供电通路包括该原边转换电路101以及该副边第二转换电路103。
下面对本申请实施例中的双输出端口充电电路进行具体描述，具体请参阅图2所示，该双输出端口充电电路具体如下：该原边转换电路101中的包括q1、q2、q3、q4(即第一功率开关)、电容c1、隔直电容c2、绕组w1、以及输入电压vin。其中q1与q2组成第一桥臂，q3与q4组成第二桥臂，该第一桥臂、该第二桥臂与电容c1相互并联在输入电压vin上，所述绕组w1与所述隔直电容c2串联构成一个支路，该支路的一端连接在q1与q2之间，另一端连接在q3与q4之间。该副边第一转换电路102的包括q5、q6、q7、q8(即第二功率开关)、电容c5、隔直电容c3、绕组w2、高压输出端load1以及辅助电感l1。其中q5与q6组成第三桥高压输出端load1上，该绕组w2、辅助电感l1以及该隔直电容c3串联构成一个支路，该支路的一端连接在q5与q6之间，另一端连接在q7与q8之间。该副边第二转换电路103包括q9(即第三功率开关)、q11(即第四功率开关)、q10(即第五功率开关)、q12(即第六功率开关)、谐振电感l2、谐振电容c4、第一绕组w3、第二绕组w4以及低压输出端load2。其中，该q9、q11、第一绕组w3相互串联为第一支路，q9与q11为反向对顶功率管；该q10、q12、第二绕组w4相互串联为第二支路，q10与q12为反向对顶功率管；串联连接的谐振电感l2和谐振电容c4为第三支路；该第一支路、该第二支路以及该第三支路相互并联；低压输出端load2与该谐振电容c4并联。而该绕组w1耦合在变压器t1的一侧，绕组w2、绕组w3和绕组w4耦合在变压器t1的另一侧。
可选的，由于该原边转换电路与该副边第一转换电路还可以是半桥电路，因此该双输出端口充电电路的一种示例性方案还可以如图3所示，其具体结构此处不再赘述。
基于图2所示的电路，下面以三种工作通路对其工作原理进行描述：
一、原边转换电路向副边第一转换电路充电时，其示例性发波时序如图4所示：
在图4所示的发波时序图中可知，q1与q2导通关断状态相反，q3与q4导通关断状态相反；q5与q6导通关断状态相反；q7与q8导通关断状态相反；q1比q4要延迟导通或关断；q2比q3要延迟导通或关断；q5比q8要延迟导通或关断；q6比q7要延迟导通或关断。根据图4所示的发波时充图可知，从t0至t8，该原边转换电路对该副边第一转换电路实现了一个周期的充电。q5与q1之间的移相角(如图4中的d1)，该q6与q7之间的移相角(如图2中的d3)、该q5与q8之间的移相角(如图2中的d3)、q1与q4之间的移相角(如图2中的d2)、以及q2与q3之间的移相角(如图2中的d2)之间的配合控制该原边转换电路与该副边第二转换电路之间的电压输出情况，从而控制该副边第一转换电路上的电感电流。在该原边转换电路与该副边第二转换电路之间的电压输出情况为一正一负时，该副边第二转换电路上的电感电流的电流斜率为第一电流斜率；在该原边转换电路与该副边第二转换电路之间的电压输出情况为一正一零或者一负一零时，该副边第二转换电路上的电感电流的为第二电流斜率；在该原边转换电路与该副边第二转换电路之间的电压输出情况为两正或者两负时，该副边第二转换电路上的电感电流的为第三电流斜率；其中，该第一电流斜率大于该第二电流斜率大于该第三电流斜率。
可选的，本申请实施例提供的技术方案中，该d2与该d3可以至少一个取零，此时该双输出端口充电电路中主要根据该d1控制该原边转换电路与该副边第一转换电路的充电过程。而该d1、该d2与该d3的取值可以具体根据该控制电路中的各组件的参数以及用户需求进行计算。具体来说，传输功率与d1、d2、d3的关系式，即(关系式1)，给定输出阻抗load1时可推导出输出电压关系式，即(关系式2)：
p＝f(vin,v1,n1,f,l1,d1,d2,d3)(关系式1)
v1＝f(vin,load1,n1,f,l1,d1,d2,d3)(关系式2)
具体实施例中d2与d3可同时为零或其中之一为零，代入关系式1中可以推得对应的传输功率表达式(表达式3/4/5)。这仅是通用控制策略的一种简单特例。
p＝f(vin,v1,n1,f,l,d1)(关系式3)
p＝f(vin,v1,n1,f,l,d1,d2)(关系式4)
p＝f(vin,v1,n1,f,l,d1,d3)(关系式5)
其中，该p为传输功率，f为开关频率，vin为该原边转换电路的输入电压，v1为副边第一转换电路输出电压，n1为绕组w1与绕组w2的匝比。
可以理解的是该副边第一转换电路向该原边转换电供电的控制策略与上述原边转换电路向副边第一转换电路充电的原理相同，具体此处不再赘述。
二、该原边转换电路向该副边第二转换电路进行充电时，其示例性发波时序如图4所示：
在图4所示的发波时序图中可知，q1与q2导通关断状态相反，q3与q4导通关断状态相反；q10与q12导通关断状态相同；q11与q10导通关断状态相反；q1比q4要延迟导通或关断；q2比q3要延迟导通或关断；q9比q11要延迟导通或关断。在t1时刻q10与q12触发导通，绕组w4、谐振电感l2、谐振电容c4、q12、q10构成通路，随后t1至t3时间内绕组w4为低压输出端load2充电，从而流经q10的电流增大；在t3至t4时间内，绕组w4输出电压为零，t4-t5时间内绕组w4输出电压为负，这两段时间内通过谐振电感l2的电流仍然经过绕组w4、谐振电感l2、谐振电容c4、q12、q10构成的通路续流，从而流经q10的电流减小；t5时刻q12关断、q11开通，由于此时绕组w3输出电压为正，绕组w4漏感上的电流迅速降低至零，谐振电感l2上的电流经由绕组w3、谐振电感l2、谐振电容c4、q9、q11这一条通路进行续流，从而实现了图4所示的换流过程。可以理解的是，由于绕组w3、绕组w4存在漏感，电流换相存在一定的延时，q12实现零电压开关(zerovoltageswitch，zvs)关断，而q11实现小电流开通，进而降低开关损耗。t6时刻前，绕组w4上的电流已经降低至零，由于q12已经关断，起到逆止作用，因此绕组w4上的电流会维持在零，不会反向增大，t6时刻关断q10实现零电流开关(zerocurrentswitch，zcs)软关断。具体来说，副边第二转换电路输出电压表达式可计算出来，即(关系式6)，d5不参与功率控制，只是为了实现软关断。在实际应用过程中，q11与q12可以采用自驱芯片驱动，不影响工作原理。
v2＝f(vin,n2,d2,d4)(关系式6)
三、该副边第二转换电路对该原边转换电路充电时，其示例性发波时序如图5所示：
在t0至t1期间内，q9、q10、q11、q12均导通，此时相当于第一绕组w3、第二绕组w4短路，低压输出端load2为谐振电感l2充电储能；
在t1时刻，q9和q11变为关断，此时，q10和q12依旧保持导通，此时谐振电感l2存储的能量开始经过变压器t1为该原边转换电路充电；
在t1至t2期间内，q9和q11保持关断，q10和q12保持导通，此时谐振电感l2存储的能量持续经过变压器t1为该原边转换电路充电；
在t2时刻，q9和q11变为导通，q10和q12依旧保持导通，此时相当于第一绕组w3、第二绕组w4短路，低压输出端load2再次开始为谐振电感l2充电储能；
在t2至t3期间内，q9和q11保持导通，q10和q12保持导通，此时相当于第一绕组w3、第二绕组w4短路，低压输出端load2再次持续为谐振电感l2充电储能；
在t3时刻，q9和q11保持导通，q10和q12变为关断，此时谐振电感l2存储的能量开始经过变压器t1为该原边转换电路充电；
在t3至t期间内，q9和q11保持导通，q10和q12保持关断，此时谐振电感l2存储的能量持续经过变压器t1为该原边转换电路充电。
由上述分析可知，该q9和q11保持导通的时长(如图5中所示的d7)，以及该q9和q11保持导通的时长(如图8中所示的d7)控制该副边第二转换电路向该原边转换电路进行供电。具体来说，通过控制d7来控制该副边第二转换电路的输出电压与功率。可以推导关系式如关系式7：
vin＝f(v2,n2,d7)(关系式7)
可以理解的是，图5仅描述了该副边第二转换电路对该原边转换电路供电的控制时序，而该副边第二转换电路对该副边第一转换电路供电的原理与此相同，此处不做赘述。
可选地，图6为本申请实施例中双输出端口充电电路的第三种结构示意图。与上述图2所示结构的区别在于，图6所示的副边第二转换电路103中增加了与谐振电容c4并联的第一续流管q13。其中，本实施例中obc正向充电与反向放电的控制时序与上述图4所对应的描述类似，此处不再赘述。下面具体介绍基于图6所示的结构下该副边第二转换电路与该原边转换电路的供放电。
图7为本申请实施例中该原边转换电路对该副边第二转换电路供电的另一种控制时序图。具体的工作模式如下：
1、在t0至t3期间，绕组w4输出正压，w3输出负压。在t2时刻，触发q10开通，构成w4、l2、c4、q12、q10的通路，原边转换电路101经过绕组w4为load2供电。q10电流增加，如图7中ilv所示。绕组w4存在漏感，电流上升存在延迟，因此q10可以实现小电流开通，降低开通损耗。q12在该过程用作同步整流管，因此可在0或t2时刻触发开通，图例中在0时刻即触发开通。
2、在t3至t4期间，由于q1和q2翻转，w3与w4输出电压为零，电感l2电流减小。由于第一续流管q13提供阻抗更小的通流路径，电感l2的能量会有较小一部分经由第一续流管q13续流。因此t3时刻触发q13驱动开通，从而降低导通损耗，q13可以实现zvs开通。
3、在t4至t6期间，绕组w4输出负压，w3输出正压。在t4时刻，由于电输入电压变为负压，绕组w4上的电流迅速减小，电感l2经由q13续流。此时关闭续流管q12，由于漏感存在q12可以实现zvs关断。此时可以触发q11开通，但由于q9关断，绕组w3上不会通流，q11可以实现zcs开通。在t5时刻绕组w4上电流已经确保将至零，关断q10可以实现zcs关断。
4、t6时刻触发q9开通，在w3上重复过程1至3。
事实上，上述步骤1至3在w4上构成了buck电路的控制模式，后半个周期在w3上构成了buck电路的控制模式。通过调节d4可以控制副边第二转换电路102输出电压与输出功率，d5不参与功率控制。可推导出如下关系式8。
v2＝f(vin,n2,d2,d4)(关系式8)
由于绕组w3、w4有漏感存在，t2、t4、t6等时刻的电流换相过程电流是以一定斜率下降。根据换相时刻的电流，可以计算电流下降持续的时间，如下关系式9和10所示。为了提高整机效率，q11、q12可以分别延迟d6*t时间关断，q13可以延迟d7*t关断，从而降低关断过程时间内的导通损耗。
d6＝f(vin,n2,l2,ioff,t)(关系式9)
d7＝f(vin,n2,l2,ion,t)(关系式10)
实际应用过程中，q11、q12、q13可采用自驱芯片驱动，工作原理与时序图7中所述一致。
图8为本申请实施例中该副边第二转换电路向该原边转换电路进行供电的另一种控制时序图。具体的工作模式如下：
0-t1时间内q13触发开通，电感l2进行储能。t1时刻q13关断，q10与q12触发开通，随后在t1-t2时间内电感电流经过l2、w4、q10、q12、c4进行续流，为原边转换电路101充电。t2时刻q10与q12关断，q13再次开通储能，并在t3时刻经由w3为原边转换电路101充电。控制策略等效于在一个开关周期内实现两次boost变换。传递到原边转换电路101的功率再通过obc正向充电与反向放电的时序控制在原边转换电路101和第一副边转换电路102之间进行功率分配。
可选的，该副边第二转换电路还可以包括第二续流管、第三续流管和第二谐振电容上，所述第三续流管并联于所述谐振电感和所述第二谐振电容上，所述第二续流管、所述第五功率开关以及所述第六功率开关与所述第三续流管、所述第三功率开关和所述第四功率开关的发波时序差180度。
其具体结构可以如图9所示，该双输出端口充电电路具体如下：该原边转换电路101中的包括q1、q2、q3、q4(即第一功率开关)、电容c1、隔直电容c2、绕组w1、以及输入电压vin。其中q1与q2组成第一桥臂，q3与q4组成第二桥臂，该第一桥臂、该第二桥臂与电容c1相互并联在输入电压vin上，所述绕组w1与所述隔直电容c2串联构成一个支路，该支路的一端连接在q1与q2之间，另一端连接在q3与q4之间。该副边第一转换电路102的包括q5、q6、q7、q8(即第二功率开关)、电容c5、隔直电容c3、绕组w2、高压输出端load1以及辅助电感l1。其中q5与q6组成第三桥高压输出端load1上，该绕组w2、辅助电感l1以及该隔直电容c3串联构成一个支路，该支路的一端连接在q5与q6之间，另一端连接在q7与q8之间。该副边第二转换电路103包括q9(即第三功率开关)、q11(即第四功率开关)、q10(即第五功率开关)、q12(即第六功率开关)、第一谐振电感l2、第二谐振电感l3、谐振电容c4、第一绕组w3、第二绕组w4以及低压输出端load2、第二续流管q14和第三续流管q15。其中，该q9、q11、第一绕组w3、第二续流管q14相互串联为第一支路，q9与q11为反向对顶功率管；该q10、q12、第二绕组w4、第三续流管q15相互串联为第二支路，q10与q12为反向对顶功率管；串联连接的谐振电感l2和谐振电容c4为第三支路；该第一支路、该第二支路以及该第三支路相互并联；低压输出端load2与该谐振电容c4并联。所述第二续流管q14并联于第一谐振电感l2和第二谐振电感l3上，所述第三续流管q15并联于所述第一谐振电感和所述第二谐振电感上而该绕组w1耦合在变压器t1的一侧，绕组w2、绕组w3和绕组w4耦合在变压器t1的另一侧。
本实施例中obc正向充电与反向放电的控制时序与上述图4所对应的描述类似，此处不再赘述。
下面具体介绍基于图9所示的结构下该副边第二转换电路对该原边转换电路供电。
图10为本申请实施例中该该原边转换电路对该副边第二转换电路供电的另一种控制时序图。具体的工作模式如下：
原边转换电路与副边第一转换电路的发波时序与前述实施例相同，副边第二转换电路分为两组功率单元，分别由q9、q11、q14和q10、q12、q15构成，两组单元发波时序互差180°，此处以q9、q11、q14为例加以介绍。0-t2时间内绕组w3输出正压，逆止管q11与buck主管q9在t1时刻开通，t1-t2时间内w3输出正压，对低压输出端load2充电；t2-t3时间内绕组w3输出电压为零，实际不传递能量，但q9与q11仍然正向流过电流；t3-t4时间内w3输出负压，迫使绕组w3上的电流迅速下降到0，之后第一谐振电感l2上的电流经由q14续流。在t3时刻q11与q1同步关断，此后绕组w3上的电流经由q11的体二极管流通，电流过零后可及时关断防止电流反向，q11实现zvs关断。由于绕组w3漏感很小，绕组上的电流会在t4时刻前降到零，因此t4时刻关断q9可以实现zcs关断。续流管q14与q11互补开通，q14开通前、关断后经由体二极管续流，因此为zvs开通关断。t4-t5内w3输出负压，但由于逆止管q11关断，电流仍然经由q14本体续流。
在实际实现过程中，q11、q12、q14、q15均可采用自驱芯片驱动，仅q9与q10利用dsp控制，q9、q10的发波时序不变。不影响电路工作原理。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统，装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统，装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本申请各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。
所述集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本申请的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本申请各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：u盘、移动硬盘、只读存储器(rom，read-onlymemory)、随机存取存储器(ram，randomaccessmemory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上所述，以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围。
1.一种双输出端口充电电路，其特征在于，包括：原边转换电路、副边第一转换电路、副边第二转换电路、变压器以及控制器；
所述原边转换电路为逆变电路，所述原边转换电路的交流侧与所述变压器的一侧耦合，所述副边第一转换电路为整流电路，所述副边第一转换电路的交流侧与所述变压器的另一侧耦合，所述副边第二转换电路为整流电路，所述副边第二转换电路的交流侧与所述变压器的另一侧耦合；
所述原边转换电路包括多个第一功率开关，所述副边第一转换电路包括多个第二功率开关，所述副边第二转换电路包括相互并联的第一支路、第二支路、第三支路和低压输出端，所述第一支路包括串联连接的第三功率开关、第四功率开关以及第一绕组，所述第三功率开关和第四功率开关为反向对顶功率管，所述第二支路包括串联连接的第五功率开关、第六功率开关以及第二绕组，所述第五功率开关和第六功率开关为反向对顶功率管，所述第三支路包括串联连接的谐振电感和谐振电容，所述低压输出端与所述谐振电容并联，所述第一绕组和所述第二绕组耦合在所述变压器的另一侧；
所述控制器用于控制所述双输出端口充电电路包括的各功率开关，来控制第一供电通路和、第二供电通路和第三供电通路输出电能，所述第一供电通路包括所述原边转换电路以及副边第一转换电路，所述第二供电通路包括所述原边转换电路以及所述副边第二转换电路，所述第三供电通路包括所述副边第一转换电路和所述副边第二转换电路。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述控制器用于控制所述第一功率开关和所述第二功率开关之间通断的移相角大小，以控制所述第一供电通路输出的电能大小和电流流向，所述电流流向为从所述副边第一转换电路的输出端输出。
3.根据权利要求1或2所述的电路，其特征在于，所述控制器用于控制所述第一功率开关和目标功率开关之间通断的移相角大小，以控制所述第二供电通路输出的电能大小和电流流向，所述目标功率开关包括所述第三功率开关、所述第四功率开关、所述第五功率开关和所述第六功率开关中的至少一个。
4.根据权利要求1或3所述的电路，其特征在于，所述控制器用于控制所述目标功率开关保持导通的移相角大小，以控制所述第二供电通路输出的电能大小和电流流向，所述目标功率开关为所述第三功率开关和所述第四功率开关或者所述目标功率开关为所述第五功率开关和所述第六功率开关，所述电流流向为从所述原边转换电路的输出端输出。
5.根据权利要求1至4中任一所述的电路，其特征在于，所述控制器具体用于：
在第一时间段内，所述第二绕组上的电压为正压，所述第一绕组上的电压为负压，在第一时刻控制所述第三功率开关和所述第四功率开关导通，所述第二绕组、所述谐振电感、所述谐振电容、所述第三功率开关和所述第四功率开关构成闭合回路，所述第一时刻为所述第一时间段内的一个时刻，在第二时间段内，所述第二绕组上的电压为零；
在第三时间段内，所述第二绕组上的电压为负压，所述第一绕组上的电压为正压，在第二时刻，控制所述第三功率开关基于零电压开关zvs进行关断，以及控制所述第五功率开关基于小电流闭合方法进行闭合，所述第二时刻为所述第三时间段的终止时刻；
在第三时刻，所述第四功率开关基于零电压开关zcs进行软断开，所述第三时刻为所述第二时刻之后的时刻，其中在第四时间段内，所述第一绕组上的电压为正压，所述第一绕组、所述谐振电感、所述谐振电容、所述第五功率开关和所述第六功率开关构成闭合回路。
6.根据权利要求1至4中任一项所述的电路，其特征在于，所述控制器具体用于：
在第一时间段内，控制所述第三功率开关、所述第四功率开关、所述第五功率开关和所述第六功率开关均导通；
在第二时间段内，控制所述第三功率开关与所述第四功率开关关断，控制所述第五功率开关和所述第六功率开关导通，所述第二时间段的起始时刻为所述第一时间段的终止时刻；
在第三时间段内，控制所述第三功率开关、所述第四功率开关、所述第五功率开关和所述第六功率开关均导通，所述第三时间段的起始时刻为所述第二时间段的终止时刻；
在第四时间段内，控制所述第三功率开关与所述第四功率开关导通，控制所述第五功率开关和所述第六功率开关关断，所述第四时间段的起始时刻为所述第三时间段的终止时刻。
7.根据权利要求1至4中任一所述的电路，其特征在于，所述电路还包括第一续流管，所述第一续流管并联于所述谐振电感和所述谐振电容上。
8.根据权利要求7所述的电路，其特征在于，所述控制器具体用于：
在第一时间段内，所述第二绕组上的电压为正压，所述第一绕组上的电压为负压，在第一时刻或第二时刻，控制所述第四功率开关导通，在所述第二时刻，控制所述第三功率开关导通，所述第二绕组、所述谐振电感、所述谐振电容、所述第三功率开关和所述第四功率开关构成闭合回路，所述第一时刻为所述第一时间段内的一个时刻，在第二时间段内，所述第一绕组和所述第二绕组上的电压为零，所述第二时间段的起始时刻为所述第一时间段的终止时刻；
在第三时刻，控制所述第一续流管基于零电压开关zvs进行闭合，所述第三时刻为所述第一时间段的终止时刻；
在第三时间段内，所述第二绕组上的电压为负压，所述第一绕组上的电压为正压，在第四时刻，控制所述第一续流管基于零电压开关zvs进行关断，以及控制所述第五功率开关基于零电压开关zvs进行闭合，在第五时刻，控制所述第四功率开关基于零电流开关zcs进行关断。
9.根据权利要求7或8所述的电路，其特征在于，所述控制器具体用于：
在第一时间段内，在第一时刻控制所述第一续流管导通，所述第三功率开关、所述第四功率开关、所述第五功率开关和所述第六功率开关关断；
在第二时间段内，在第二时刻控制所述第一续流管关断，所述第三功率开关关断，所述第五功率开关和所述第六功率开关导通，所述第二绕组、所述谐振电感、所述谐振电容、所述第五功率开关和所述第六功率开关构成闭合回路，所述第一时刻为所述第一时间段内的一个时刻，所述第二时刻为所述第二时间段内的一个时刻，所述第二时间段的起始时刻为所述第一时间段的终止时刻；
在第三时间段内，在第三时刻控制所述第一续流管导通，所述第一功率开关、所述第二功率开关、所述第三功率开关和所述第四功率开关关断；
在第四时间段内，在第四时刻控制所述第一续流管关断，所述第三功率开关和所述第四功率开关导通，所述第五功率开关关断，所述第一绕组、所述谐振电感、所述谐振电容、所述第三功率开关和所述第四功率开关构成闭合回路，所述第三时刻为所述第三时间段内的一个时刻，所述第四时刻为所述第四时间段内的一个时刻，所述第三时间段的起始时刻为所述第二时间段的终止时刻，所述第四时间段的起始时刻为所述第三时间段的终止时刻。
10.根据权利要求1至4中任一所述的电路，其特征在于，所述电路还包括第二续流管、第三续流管和第二谐振电感，所述第二续流管并联于所述第一谐振电感和所述第二谐振电感上，所述第三续流管并联于所述第一谐振电感和所述第二谐振电感上，所述第二续流管、所述第五功率开关以及所述第六功率开关与所述第三续流管、所述第三功率开关和所述第四功率开关的发波时序差180度。
11.根据权利要求10所述的电路，其特征在于，所述控制器具体用于：
在第一时间段内，所述第二绕组上的电压为正压，所述第一绕组上的电压为负压，在第一时刻，控制所述第五功率开关和所述第六功率开关导通，所述第一时刻为所述第一时间段中的一个时刻，在第二时间段，所述第二绕组上的电压为零，所述第二时间段的起始时刻为所述第一时间段的终止时刻，在第三时间段内，所述第二绕组上的电压为负压；
在第二时刻，控制所述第五功率开关基于零电压开关zvs进行关断，在第三时刻，控制所述第六功率开关基于零电流开关zcs进行关断；
所述控制器还用于控制所述第二续流管基于零电压开关zvs实现与所述第五功率开关的互补开通。
12.根据权利要求1至11中任一项所述的电路，其特征在于，所述电路还包括辅助电感，所述辅助电感连接在所述副边第一转换电路交流侧的绕组上或者所述辅助电感连接在所述原边转换电路交流侧的绕组上。
13.根据权利要求12所述的电路，其特征在于，在所述辅助电感连接在所述副边第一转换电路交流侧的绕组上时，所述辅助电感的右端点电压小于0，所述控制器用于控制所述第一功率开关和所述第二功率开关之间通断的移相角大小，以控制所述第一供电通路输出的电能大小和电流流向，所述电流流向为从所述副边第一转换电路输出至所述原边转换电路的输出端输出。
14.根据权利要求12所述的电路，其特征在于，在所述辅助电感连接在所述原边转换电路交流侧的绕组上时，所述辅助电感的左端点电压小于0，所述控制器用于控制所述第一功率开关和所述第二功率开关之间通断的移相角大小，以控制所述第一供电通路输出的电能大小和电流流向，所述电流流向为从所述副边第一转换电路输出至所述原边转换电路的输出端输出。
15.根据权利要求12所述的电路，其特征在于，在所述辅助电感连接在所述副边第一转换电路交流侧的绕组上时，所述辅助电感的左端电压小于0，所述控制器用于控制所述第一功率开关和所述第二功率开关之间通断的移相角大小，以控制所述第三供电通路输出的电能大小和电流流向，所述电流流向为从所述副边第一转换电路输出所述原边转换电路，再由所述原边转换电路输出至所述副边第二转换电路的输出端输出。
16.根据权利要求12所述的电路，其特征在于，在所述辅助电感连接在所述原边转换电路交流侧的绕组上时，所述辅助电感的右端点电压小于0，所述控制器用于控制所述第一功率开关和所述第二功率开关之间通断的移相角大小，以控制所述第三供电通路输出的电能大小和电流流向，所述电流流向为从所述副边第一转换电路输出至所述副边第二转换电路的输出端输出。
17.根据权利要求12所述的电路，其特征在于，在所述辅助电感连接在所述原边转换电路交流侧的绕组上时，所述辅助电感的右端点电压小于0，所述控制器用于控制所述目标功率开关保持导通的移相角大小，以控制所述第三供电通路输出的电能大小和电流流向，所述目标功率开关为所述第三功率开关和所述第四功率开关或者所述目标功率开关为所述第五功率开关和所述第六功率开关，所述电流流向为从所述副边第二转换电路输出至所述副边第一转换电路，然后再由所述副边第一转换电路输出至所述原边转换电路的输出端输出。
18.根据权利要求12所述的电路，其特征在于，在所述辅助电感连接在所述副边第一转换电路交流侧的绕组上时，所述辅助电感的左端电压小于0，所述控制器用于控制所述目标功率开关保持导通的移相角大小，以控制所述第三供电通路输出的电能大小和电流流向，所述目标功率开关为所述第三功率开关和所述第四功率开关或者所述目标功率开关为所述第五功率开关和所述第六功率开关，所述电流流向为从所述副边第二转换电路输出至所述原边转换电路的输出端输出。
19.根据权利要求1至18中任一项所述的电路，其特征在于，所述原边转换电路为全桥电路或半桥电路；
所述副边第一转换电路为全桥电路或半桥电路。
20.根据权利要求1至18中任一项所述的电路，其特征在于，
所述原边转换电路的交流侧为第三绕组，所述原边转换电路的交流侧串接有隔直电容。
技术总结