本发明涉及无线传能技术领域，具体为基于全桥倍压整流器的双拾取线圈无线传能装置及磁耦合机构设计方法。
背景技术：
无线能量传输或无线功率传输，是指能量从能量源传输到电负载的一个过程，这个过程不是传统的用有线来完成，而是通过无线传输实现。根据能量传输过程中中继能量形式的不同，无线电能传输可分为：磁(场)耦合式、电(场)耦合式、电磁辐射式(如太阳辐射)、机械波耦合式(超声)。其中，磁耦合式是目前研究最为火热的一种无线电能传输方式，也就是将高频电源加载到发射线圈，使发射线圈在电源激励下产生高频磁场，接收线圈在此高频磁场作用下，耦合产生电流，实现无线电能传输。现有技术中磁耦合式的无线传能方式，当发射线圈和接收线圈在偏移情况下，会产生输出波动，而且线圈之间会有交叉耦合，导致接收线圈有较大的电流应力。
技术实现要素：
(一)解决的技术问题
针对现有技术的不足，本发明提供了基于全桥倍压整流器的双拾取线圈无线传能装置，具备可以减小发射线圈和接收线圈在偏移情况下的输出波动，而且不会产生线圈之间的交叉耦合，降低了接收线圈的电流应力的优点，解决了现有技术中磁耦合式的无线传能方式，当发射线圈和接收线圈在偏移情况下，会产生输出波动，而且线圈之间会有交叉耦合，导致接收线圈有较大的电流应力的问题。
(二)技术方案
为实现减小发射线圈和接收线圈在偏移情况下的输出波动，而且不会产生线圈之间的交叉耦合，降低了接收线圈的电流应力的目的，本发明提供如下技术方案：基于全桥倍压整流器的双拾取线圈无线传能装置，包括发射部分和接收部分，所述发射部分包括：逆变器q1、q2、q3和q4，发射线圈lp，补偿发射线圈自感的补偿电容cp，原边的lcc谐振网络lp、cp、lr和cr，及系统输入直流电压udc，所述接收部分包括：整流器d1、d2、d3和d4，接收端拾取线圈s1和s2，补偿副边两个拾取线圈的电感所需的补偿电容cs1和cs2，倍压整流电容c1和c2，整流器直流输出侧的稳压电容cl和系统的负载电阻rl，所述发射线圈和拾取线圈s1、s2之间分别设置有互感ms1和ms2，两个所述拾取线圈s1、s2之间采用bp解耦的布置方式。
本发明还提供一种用于无线传能装置的磁耦合机构设计方法，包括以下步骤：
s1：定义f，ns1，ns2，np，lp，ls，wp，ws，wpf，wsf，并设置g＝10mm；
s2：设定wr＝1mm；
s3：计算互感ms1-s2，判断是否ms1-s2≈0，若是则执行步骤s6,若不是，则执行步骤s4；
s4：计算wr＝wr δwr，并判断是否wr＜ls，若是则执行步骤s3，若不是，则执行步骤s5；
s5：计算g＝g δg，并判断是否g＜300mm，若是则执行步骤s2，若不是，则执行s9；
s6：计算ms1(dis)，ls1(dis)，其中dis＝0mm，10mm，20mm，...，lp/2，并计算ms1，ls1的相关程度，
s7：计算ms2(dis)，ls2(dis)，其中dis＝-lp/2，...,-20mm，0mm，-10mm，并计算ms2，ls2的相关程度，
s8：计算a＝r(ms1,ls1) r(ms2,ls2),并记录其为casen(n＝1,2,...,n),然后执行步骤s5；
s9：从case1,2,...,n中选取最小值a值作为对应的wr和g
(三)有益效果
与现有技术相比，本发明提供了基于全桥倍压整流器的双拾取线圈无线传能装置，具备以下有益效果：
1、该基于全桥倍压整流器的双拾取线圈无线传能装置，可以从电路拓扑、线圈结构两个方面提高无线电能传输系统抗偏移范围。相比于其他结构，该发明不仅可以减小发射线圈和接收线圈在偏移情况下的输出波动，而且不会产生线圈之间的交叉耦合，降低了接收线圈的电流应力。
2、该基于全桥倍压整流器的双拾取线圈无线传能装置，无需额外的切换控制，其工作模式的切换仅由接收线圈的感应电压大小关系控制，无需任何控制器，简化了控制系统结构。
附图说明
图1为本发明提出的基于全桥倍压整流器的双拾取线圈无线传能装置的电路原理图；
图2为本发明提出的基于全桥倍压整流器的双拾取线圈无线传能装置图1中电路的电流流向示意图，其中ms1＝ms2，is1与is2在正半周；
图3为本发明提出的基于全桥倍压整流器的双拾取线圈无线传能装置图1中电路的电流流向示意图，其中ms1＝ms2，is1与is2在负半周；
图4为本发明提出的基于全桥倍压整流器的双拾取线圈无线传能装置图1中电路的电流流向示意图，其中ms1>ms2，is1在正半周；
图5为本发明提出的基于全桥倍压整流器的双拾取线圈无线传能装置图1中电路的电流流向示意图，其中ms1>ms2，is1在负半周；
图6为本发明提出的基于全桥倍压整流器的双拾取线圈无线传能装置图1中电路的电流流向示意图，其中ms1<ms2，is2在正半周；
图7为本发明提出的基于全桥倍压整流器的双拾取线圈无线传能装置图1中电路的电流流向示意图，其中ms1<ms2，is2在负半周；
图8本发明提出的用于全桥倍压整流器的双拾取线圈无线传能装置中磁耦合机构设计流程图；
图9为本发明提出的基于全桥倍压整流器的双拾取线圈无线传能装置的bp线圈结构。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
基于全桥倍压整流器的双拾取线圈无线传能装置，包括发射部分和接收部分，所述发射部分包括：逆变器q1、q2、q3和q4，发射线圈lp，补偿发射线圈自感的补偿电容cp，原边的lcc谐振网络lp、cp、lr和cr，及系统输入直流电压udc，所述接收部分包括：整流器d1、d2、d3和d4，接收端拾取线圈s1和s2，补偿副边两个拾取线圈的电感所需的补偿电容cs1和cs2，倍压整流电容c1和c2，整流器直流输出侧的稳压电容cl和系统的负载电阻rl，所述发射线圈和拾取线圈s1、s2之间分别设置有互感ms1和ms2，两个所述拾取线圈s1、s2之间采用bp解耦的布置方式，可将其之间的互感ms1-s2视为0。电路系统结构如图1所示。
该基于全桥倍压整流器的双拾取线圈无线传能系统有三种工作状态:
a)ms1＝ms2：当发射端线圈处于中间位置时，其与两个接收端线圈之间的互感ms1，ms2近似相等，有
其中，
jωl′r＝jωlr 1/jωcr,jωl′p＝jωlp 1/jωcp,
jωl′s1＝jωls1 1/jωcs1,jωl′s2＝jωls2 1/jωcs2,
ω为系统的角频率；
系统输出电压为：
此时，若不计二极管损耗，并假设
由式(2)和式(3)可推得：
将式(4)带入式(1)中可求得：
其中,gan＝ms1/ζan为s1线圈输出的电压增益，ζan＝|lr jγan|，γan＝π2ωl′s1lr/4rl；gnb＝ms2/ζnb为s2线圈输出的电压增益，ζnb＝|lr jγnb|，γnb＝π2ωl′s2lr/4rl。当lcl-s电路完全谐振，即l′r＝0，l′p＝lr，l′s1＝0，l′s2＝0时，即γan＝0，γnb＝0，该拓扑结构在接收端呈现出恒压特性，
b)ms1>ms2：当线圈发生横向偏移，互感ms1和ms2不平衡时，整流器的输出模式也有不同。当电容c1和c2相等且较大时，uc1和uc2为直流电压。
当ms1>ms2时，有
式(6)中，由于
如图4所示，在电流
由式(6)和式(7)可推得：
将式(8)带入式(1)中可求得：
此时，γan＝π2ωl′s1lr/2rl，ζan＝|lr jγan|，s1线圈输出的电压增益为gan＝ms1/ζan。而当拓扑电路未完全补偿，即l′r≠0，l′s1≠0时，γan≠0，此时s1线圈电压增益随偏移距离的变化趋势不仅与互感ms1变化趋势相关，还和s1线圈的自感ls1的变化趋势相关。
c)ms1<ms2：同样，发射线圈与拾取线圈s2的互感大小大于与s1的互感大小时，有
由于
与ms1>ms2时类似，
此时，γnb＝π2ωl′s2lr/2rl，ζnb＝|lr jγnb|，s2线圈输出的电压增益为gnb＝ms2/ζnb。同样，当拓扑电路未完全补偿，即l′r≠0，l′s2≠0时，γnb≠0，此时s2线圈电压增益随偏移距离的变化趋势不仅与互感ms2变化趋势相关，还和s2线圈的自感ls2的变化趋势相关。
综上所述，当拾取线圈位于中间位置或发生横向偏移时，输出电压uo的表达式为：
当拾取线圈移动到中间位置，互感ms1和ms2相等时，满足uan＝unb，此时，两个拾取线圈将会以串联的形式同时传输功率，整流器将会工作在全桥整流模式。而在线圈偏移过程中，发射线圈将会自动与拾取线圈中感应电压较高的线圈进行能量传递，整流器将会从全桥整流模式变为倍压整流模式，无需额外的切换控制。该系统在偏移或不偏移的情况下，输出电压uo均满足式(14)。
在线圈移动的过程中，不仅互感ms1，ms2会随线圈位置的改变产生波动，自感ls1，ls2，lp同样会存在波动。由式(9)和式(12)可知，拾取侧输出电压uo不仅会随互感ms1，ms2的波动而发生变化，自感ls1，ls2的波动也会使γ2an，γ2nb产生波动，进而影响输出电压uo的大小。根据用这一特点，可利用ls1，ls2的波动对ms1，ms2的波动进行补偿，以减小后者所造成的输出电压波动，并以此为依据，对磁耦合机构进行了优化设计。
本发明还提供一种用于无线传能装置的磁耦合机构设计方法，包括以下步骤：
s1：定义f，ns1，ns2，np，lp，ls，wp，ws，wpf，wsf(相关定义见图9)，并设置g＝10mm；
s2：设定wr＝1mm；
s3：计算互感ms1-s2，判断是否ms1-s2≈0，若是则执行步骤s6,若不是，则执行步骤s4；
s4：计算wr＝wr δwr，并判断是否wr＜ls，若是则执行步骤s3，若不是，则执行步骤s5；
s5：计算g＝g δg，并判断是否g＜300mm，若是则执行步骤s2，若不是，则执行s9；
s6：计算ms1(dis)，ls1(dis)，其中dis＝0mm，10mm，20mm，...，lp/2，并计算ms1，ls1的相关程度，
s7：计算ms2(dis)，ls2(dis)，其中dis＝-lp/2，...,-20mm，0mm，-10mm，并计算ms2，ls2的相关程度，
s8：计算a＝r(ms1,ls1) r(ms2,ls2),并记录其为casen(n＝1,2,...,n),然后执行步骤s5；
s9：从case1,2,...,n中选取最小值a值作为对应的wr和g，磁耦合机构设计流程图如图8所示。
本发明采用bp线圈使拾取线圈解耦使两个拾取线圈之间的互感为0，来避免两个拾取线圈之间产生的交叉耦合，从而不影响系统输出最终使输出电压满足式(14)。另一方面，本发明在耦合机构上下两侧平铺一层块状磁芯，并对磁耦合机构的气隙高度和bp线圈的重叠宽度进行优化设计来增大线圈s1，s2的自感ls1，ls2随偏移距离的变化幅度，并与互感ms1,ms2的变化趋势尽量一致，提高两个线圈互感与自感在其工作区域内的相关系数。
在上述所设计的的线圈结构和参数条件下，当线圈偏移距离x较小时，ms1，ms2的波动较为平稳；随着偏移距离x的增大，ms1，ms2大小均会有明显的降低。而此时，自感ls1，ls2也会随偏移距离x的增大而降低，且二者的变化趋势较为接近。若此时能合理配置其谐振电容cs1，cs2的大小，可保证电压增益gan，gnb在更宽范围内的稳定，从而有效提升系统的抗偏移范围。
拾取线圈的补偿电容越大，其电压增益的抗偏移范围越大，但无限制地增大补偿电容并不会使系统抗偏移范围显著提升；另一方面，随着补偿电容较大时，随着其容值的增大，系统电压增益也会降低。在选择补偿电容时，不仅要对系统电压增益的波动范围和抗偏移范围进行考量，也要对系统输出能力做考量。
需要说明的是，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同物限定。
1.基于全桥倍压整流器的双拾取线圈无线传能装置，其特征在于：包括发射部分和接收部分，所述发射部分包括：逆变器q1、q2、q3和q4，发射线圈lp，补偿发射线圈自感的补偿电容cp，原边的lcc谐振网络lp、cp、lr和cr，及系统输入直流电压udc，所述接收部分包括：整流器d1、d2、d3和d4，接收端拾取线圈s1和s2，补偿副边两个拾取线圈的电感所需的补偿电容cs1和cs2，倍压整流电容c1和c2，整流器直流输出侧的稳压电容cl和系统的负载电阻rl，所述发射线圈和拾取线圈s1、s2之间分别设置有互感ms1和ms2，两个所述拾取线圈s1、s2之间采用bp解耦的布置方式。
2.一种用于所述权利要求1中无线传能装置的磁耦合机构设计方法，其特征在于，包括以下步骤：
s1：定义f，ns1，ns2，np，lp，ls，wp，ws，wpf，wsf，并设置g＝10mm；
s2：设定wr＝1mm；
s3：计算互感ms1-s2，判断是否ms1-s2≈0，若是则执行步骤s6,若不是，则执行步骤s4；
s4：计算wr＝wr δwr，并判断是否wr＜ls，若是则执行步骤s3，若不是，则执行步骤s5；
s5：计算g＝g δg，并判断是否g＜300mm，若是则执行步骤s2，若不是，则执行s9；
s6：计算ms1(dis)，ls1(dis)，其中dis＝0mm，10mm，20mm，...，lp/2，并计算ms1，ls1的相关程度，
s7：计算ms2(dis)，ls2(dis)，其中dis＝-lp/2，...,-20mm，0mm，-10mm，并计算ms2，ls2的相关程度，
s8：计算a＝r(ms1,ls1) r(ms2,ls2),并记录其为casen(n＝1,2,...,n),然后执行步骤s5；
s9：从case1,2,...,n中选取最小值a值作为对应的wr和g。
技术总结