本发明涉及一种使用变压器和光电耦合器的作为dc/dc转换器的开关电源装置。
背景技术：
在图18示出了这种以往的开关电源装置的电路(专利文献1)。附图标记60为变压器，具备一次绕组l11、第一辅助绕组l12、二次绕组l13以及第二辅助绕组l14。附图标记mn11是nmos的开关晶体管、附图标记70是具备光电二极管pd2和光电晶体管pt2的光电耦合器。附图标记r11～r19是电阻器，附图标记rs2是检测开关晶体管mn11的漏极电流的感测电阻器，附图标记c11～c15是电容器。
在该开关电源装置中，在通过电阻器r18、r19对输出电压vout进行分压而得到的电压高于电压源vb11的基准电压vref11时，与其差分电压相应，运算放大器op11的输出电压降低。并且，在运算放大器op11的输出电压为规定值以下时，电流与该输出电压的值相应地流至光电耦合器70的光电二极管pd2，与此处发光的发光量相应地确定光电晶体管pt2的内部电阻。
当施加了电源电压vin时，通过经由电阻器r11、r13而流至第一辅助绕组l12的励磁电流，电容器c13被充电以使电阻器r13侧成为正极。然后，当该电容器c13与电阻器r13的共同连接点的电压达到开关晶体管mn11的阈值电压时，该开关晶体管mn11导通。
由此，当由于直流电压vin而电流开始流至连接到开关晶体管mn11的一次绕组l11时，在变压器60的各绕组l12、l13、l14中产生感应电动势，并在变压器60中积累能量。在第一辅助绕组l12中产生的感应电压(●侧为正极性)与电容器c13的电压重叠，因此，开关晶体管mn11因栅极电压维持在其阈值电压以上而持续导通状态。
此时，开关晶体管mn11的漏极电流流至感测电阻器rs2，在此产生的感测电压经由电阻器r15对电容器c12进行充电。流至一次绕组l11的励磁电流在开关晶体管mn11导通之后，随着时间大致直线地增大，因此，电容器c12的电压也与其相应地上升。
之后，当电容器c12的电压达到晶体管q11的阈值电压时，该晶体管q11变为导通状态，开关晶体管mn11因其栅极电压降低至阈值电压以下而截止。
当通过开关晶体管mn11截止来切断流至一次绕组l11的电流时，在各绕组l11～l14中产生回扫(flyback)电压。此时，在二次绕组l13中产生的回扫电压由二极管d11和电容器c14进行整流平滑，输出为输出电压vout。
另一方面，在第一辅助绕组l12中产生的回扫电压与在二次绕组l13中产生的回扫电压成比例关系，通过在该第一辅助绕组l12中产生的回扫电压(●侧为负极)，经由电阻器r12、r13对电容器c13进行充电以使电阻器r13侧成为正极，促进用于导通开关晶体管mn11的预备。
需要说明的是，在开关晶体管mn11截止之后，一次绕组l11的电流被切断，因此，在感测电阻器rs2中产生的电压为零，此外，输出电压vout低，光电晶体管pt2未进行动作，因此，电容器c12的电压经由电阻器r15、rs2持续放电而降低。由此，当电容器c12的电压变为晶体管q11的阈值电压以下时，该晶体管q11截止。
再者，晶体管q11的基极/集电极之间作为等效二极管发挥作用，因此，电容器c13也从与第一辅助绕组l12的●侧相反的一侧被从感测电阻器rs2、电阻器r15、晶体管q11的基极经由集电极、电阻器r13流过的电流充电，以使电阻器r13侧成为正极。
当通过回扫对在二次绕组l13中积累的电能的放电结束时，一次绕组l11的电压由于开关晶体管mn11的寄生电容、一次绕组l11内的杂散电容以及一次绕组l11的电感，开始以输入电压vin为中心的自由振荡，其极性随着电压下降而反转。
与一次绕组l11的电压的自由振荡成比例地振荡的第一辅助绕组l12的电容器c13侧的电压也同样地变化，当在回扫电压消失之后极性恢复时，该电压相对于开关晶体管mn11的栅极作为正向的电压来发挥作用。此外，对该电压叠加此前被充电的电容器c13的电压，因此，当其合计电压超过开关晶体管mn11的阈值电压时，该开关晶体管mn11再次导通。这样重复一系列的自振荡动作。
到目前为止，输出电压vout低，光电耦合器70未进行动作，因此，光电晶体管pt2不影响开关晶体管mn11的栅极电压，开关晶体管mn11以由感测电阻器rs2的电阻值确定的最大导通期间进行动作。之后，输出电压vout在每次重复振荡时上升，当超过与基准电压vref11对应的设定电压时，开始由运算放大器op11进行的比较动作，转移至光电耦合器70进行动作的通常动作。
在该通常动作中，在输出电压vout高于设定电压时，电容器c12的电压除了由在感测电阻器rs2中产生的电压进行的充电之外，还由在光电耦合器70的光电晶体管pt2中流通的电流进行充电。因此，输出电压vout越高则晶体管q11的导通定时越早，因此，开关晶体管mn11的截止定时越早。就是说，开关晶体管mn11的导通期间变短。
当开关晶体管mn11截止时，该开关晶体管mn11持续截止直至由第一辅助绕组l12的回扫电压进行充电的电容器c13的电阻器r13侧的电压达到开关晶体管mn11的阈值电压为止。
需要说明的是，在该开关电源装置中，在通过电阻器r11、r12对输入电压vin进行分压而得到的电压小于规定值时，开关晶体管mn11的偏压减小，开关晶体管mn11不进行导通/截止动作。
但是，在图18的开关电源装置中，为了得到光电耦合器电流，第二辅助绕组l14是特别必要的。
此外，电容器c13的电阻器r13侧的电压控制开关晶体管mn11的栅极，因此，存在开关晶体管mn11的导通定时受到该开关晶体管mn11的阈值的偏差的影响的问题。此外，开关晶体管mn11在电容器c12的充电电压达到晶体管q11的阈值时截止，因此，存在开关晶体管mn11的截止定时受到晶体管q11的阈值的偏差的影响的问题。
而且，在负载电流增大时，仅有通过电阻器rs2和晶体管q11的动作来实现的开关晶体管mn11的漏极峰值(drainpeak)电流的抑制单元，电流限制功能不充分，特别是在输出短路时，恐怕会因流过大电流而过热等原因导致电源装置故障或损坏。也没有用于在输出短路时保护电源装置免受故障的设定电流限制的动作特性的单元。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2005-027412号公报
技术实现要素：
发明所要解决的问题
本发明的目的在于提供一种不需要用于得到光电耦合器电流的第二辅助绕组，此外在开关晶体管的导通/截止时不受该开关晶体管的阈值的偏差的影响，而且具备能在负载电流增大时任意地设定动作特性的电流限制功能的开关电源装置。
用于解决问题的方案
为了实现上述目的，方案1的发明的开关电源装置的特征在于，具备：开关晶体管，进行导通/截止控制；感测电阻器，在该开关晶体管导通时，生成感测电压；变压器，具有通过所述开关晶体管导通来施加输入电压的一次绕组、向负载供给输出电压的二次绕组以及检测所述输出电压的辅助绕组；光电耦合器，生成与所述输出电压相应的第一和第二光电耦合器电流；电流限制反馈电路，通过所述辅助绕组的电压生成与所述输出电压成反比例的第一反馈电流、第二反馈电流以及第三反馈电流；导通期间控制电路，通过取入所述感测电压、所述第一光电耦合器电流、所述第一反馈电流来生成所述开关晶体管的截止定时信号；以及截止期间控制电路，取入第四电容器的电压、所述第二反馈电流、所述第二光电耦合器电流来生成所述开关晶体管的导通定时信号，所述第四电容器通过恒流或该恒流与所述第三反馈电流的差分电流进行充电，在所述开关晶体管导通时放电，当所述输出电压变为低于第一输出电压的第二输出电压以下时，所述电流限制反馈电路生成所述第一反馈电流、第二反馈电流以及第三反馈电流，在所述输出电压超过所述第一输出电压时，使所述导通期间控制电路取入所述感测电压和所述第一光电耦合器电流，并且使所述截止期间控制电路取入通过所述流进行充电的第四电容器的电压和所述第二光电耦合器电流，在所述输出电压变为低于所述第二输出电压时，使所述导通期间控制电路取入所述感测电压和所述第一反馈电流，并且使所述截止期间控制电路取入通过所述恒流与所述第三反馈电流的差分电流进行充电的第四电容器的电压和所述第二反馈电流。
方案2的发明的特征在于，在方案1所述的开关电源装置中，所述电流限制反馈电路在所述输出电压变为低于所述第二输出电压的电压时被控制为使能。
方案3的发明的特征在于，在方案1或2所述的开关电源装置中，所述电流限制反馈电路的所述第一反馈电流、第二反馈电流以及第三反馈电流相互独立，所述光电耦合器的所述第一和第二光电耦合器电流相互独立。
方案4的发明的特征在于，在方案1至3中任一项所述的开关电源装置中，具备连接于所述辅助绕组与所述电流限制反馈电路之间的第一电阻器，所述第一反馈电流、第二反馈电流以及第三反馈电流是在所述辅助绕组中产生的电压的反转定时，对与由于在所述开关晶体管的截止期间在所述辅助绕组中产生的电压而流过所述第一电阻器的电流成反比例的电流进行保持的电流。
方案5的发明的特征在于，在方案1至4中任一项所述的开关电源装置中，所述第一光电耦合器电流越大，所述第一反馈电流越大，所述感测电压越大，则所述导通期间控制电路在越早的定时生成所述开关晶体管的截止定时信号，所述第二光电耦合器电流越大，所述第二反馈电流越大，所述第三反馈电流越大，则所述截止期间控制电路在越晚的定时生成所述开关晶体管的导通定时信号。
方案6的发明的特征在于，在方案1至5中任一项所述的开关电源装置中，在所述导通期间控制电路具备：第二电阻器，插入至在所述开关晶体管导通时所述第一光电耦合器电流或所述第一反馈电流流过的路径；以及第一比较器，当在该第二电阻器的所述第一光电耦合器电流或所述第一反馈电流的导入侧生成的第二电压变为与所述感测电压相同的电压时，生成所述截止定时信号。
方案7的发明的特征在于，在方案1至5中任一项所述的开关电源装置中，所述截止期间控制电路具备：第三电阻器，其以通过所述第二光电耦合器电流或第二所述反馈电流从所述第四电容器的电压产生电压降的方式被插入；以及第二比较器，在该第三电阻器的与所述第四电容器侧相反的一侧的端子的第三电压变为规定值时，生成所述导通定时信号。
方案8的发明的特征在于，在方案5或7所述的开关电源装置中，所述截止期间控制电路的所述导通定时信号在所述辅助绕组中产生的电压的反转定时被重定时。
方案9的发明的特征在于，在方案1所述的开关电源装置中，所述电流限制反馈电路具备电流保持电路，当在所述输出电压变为低于第一输出电压的第二输出电压以下时，该电流保持电路在所述开关晶体管被控制为截止的时间点对与所述输出电压成反比例的信号进行采样，在从该采样时间点至下一次所述开关晶体管被控制为截止的期间，保持与所述采样的所述信号对应的所述第一反馈电流、第二反馈电流以及第三反馈电流。
方案10的发明的特征在于，在方案9所述的开关电源装置中，当所述输出电压为低于所述第二输出电压的规定的电压以下时，所述电流保持电路解除所述第一反馈电流、第二反馈电流以及第三反馈电流的保持，所述第一反馈电流、第二反馈电流以及第三反馈电流与所述输出电压成反比例地输出。
发明效果
根据本发明，将第一和第二光电耦合器电流用作吸收电流，因此，不需要作为光电晶体管的电源的辅助绕组，辅助绕组只需要一个。此外，通过导通定时信号和截止定时信号来控制开关晶体管的导通/截止，因此，开关晶体管的导通/截止的定时不受该开关晶体管的阈值的偏差的影响。此外，在输出电压比第二输出电压低时，将第一至第三反馈电流用于开关晶体管的导通和截止的控制，因此，能控制导通期间和截止期间来限制输入能量，实现过电流保护。而且，在电流限制反馈电路将取入至导通期间控制电路的第一反馈电流和取入至截止期间控制电路的第二反馈电流分开地生成，此外，将第四电容器的放电用的第三反馈电流也与第一和第二反馈电流分开并生成，因此能改变电流限制特性。通过调整流至辅助绕组的电流、第四电容器的值，能实现“フ”字型、“へ”字型、下垂型等任意的电流限制特性。
附图说明
图1是本发明的一个实施例的开关电源装置的框图。
图2是图1的开关电源装置的导通期间控制电路的电路图。
图3是图1的开关电源装置的截止期间控制电路的电路图。
图4是图1的开关电源装置的电流限制反馈电路的电路图。
图5是图4的电流限制反馈电路的电流保持电路的电路图。
图6是图1的开关电源装置的ipc分配电路的电路图。
图7的(a)～(c)是图1的开关电源装置的电流限制动作的特性图。
图8是图1的开关电源装置的从电流限制动作1向电流限制动作2转移的时序图。
图9是图1的开关电源装置的从电流限制动作2向电流限制动作3转移的时序图。
图10是图1的开关电源装置的第一变形例的电流限制反馈电路的电路图。
图11是图10的电流限制反馈电路的电流保持电路的电路图。
图12是使用了图10的电流限制反馈电路的情况下的电流限制动作的特性图。
图13是使用了图10的电流限制反馈电路的情况下的从电流限制动作1向电流限制动作2转移的时序图。
图14是图1的开关电源装置的第二变形例的电流限制反馈电路的电路图。
图15是图1的开关电源装置的第三变形例的电流限制反馈电路的电路图。
图16是图15的电流限制反馈电路的电流保持电路的电路图。
图17是图1的开关电源装置的第四变形例的电流限制反馈电路的电路图。
图18是以往的开关电源装置的电路图。
附图标记说明：
10：变压器；
l1：一次绕组；
l2：二次绕组；
l3：辅助绕组；
20：控制电路；
21：导通期间控制电路；
22：截止期间控制电路；
221：逻辑电路；
23：srff电路；
24：驱动电路；
25：充电电路；
26：反转检测电路；
27、27a、27b、27c、27d：电流限制反馈电路；
271、271a、271b、271c：第一电流镜电路；
272、272a：第二电流镜电路；
274、274a、274b：电流保持电路；
275：定时生成电路；
276、277：逻辑电路；
28：ipc分配电路；
29：内部电源电路；
30：输出电压反馈电路；
40：光电耦合器。
具体实施方式
在图1示出了本发明的实施例的开关电源装置的构成。附图标记10是具有一次绕组l1、二次绕组l2、辅助绕组l3的变压器。在一次绕组l1中，通过电容器c1使输入直流电压vin稳定化地输入，将通过nmos的开关晶体管mn1的导通/截止动作而产生的励磁能量传递至二次绕组l2和辅助绕组l3。在二次绕组l2连接有通过二极管d1和电容器c2而得到的整流平滑电路，从该整流平滑电路取出输出直流电压vout。在辅助绕组l3连接有通过二极管d2和电容器c3而得到的整流平滑电路，从该整流平滑电路生成电源电压vdd。
附图标记20是控制开关晶体管mn1的导通/截止的控制电路。在控制电路20中，附图标记21是控制开关晶体管mn1持续导通的时间，输出截止定时电压voff的导通期间控制电路，附图标记22是控制开关晶体管mn1持续截止的时间，输出导通定时电压von的截止期间控制电路。截止期间控制电路22具备外置的电容器c4。
附图标记23是srff电路，通过从导通期间控制电路21输出的截止定时电压voff变为“h”而被复位，将从q端子输出的驱动电压vdrv设为“l”。此外，通过从截止期间控制电路22输出的导通定时电压von变为“h”而被置位，将从q端子输出的驱动电压vdrv设为“h”。
附图标记24是输入从srff电路23的q端子输出的驱动电压vdrv，生成对开关晶体管mn1进行导通/截止控制的栅极电压vg的驱动电路，在驱动电压vdrv为“h”时将栅极电压vg设为“h”，使开关晶体管mn1导通，在驱动电压vdrv为“l”时将栅极电压vg设为“l”，使开关晶体管mn1截止。
附图标记25是向外置的电容器c4供给恒定的充电电流ioff的充电电路。
附图标记26是反转检测电路，经由电阻器r1取入在辅助绕组l3中产生的脉动电压vrise，生成示出脉动电压vrise的反转(zero-cross：零交叉)定时的波形整形后的脉冲信号电压vp，作为重定时用而输出至截止期间控制电路22。
附图标记27是用于检测输出电压vout的降低的电流限制反馈电路，在电流ia流过时，吸收与在辅助绕组l3中产生的脉动电压vrise的负电压分量成反比例的反馈电流ifb1、ifb2、ifb3。该三个反馈电流ifb1～ifb3是在输出电压vout越低于规定电压时示出越大的值的电流。反馈电流ifb1吸收来自导通期间控制电路21的电流，反馈电流ifb2吸收来自截止期间控制电路22的电流，反馈电流ifb3吸收电容器c4的放电电流。
附图标记28是将流至后述的光电耦合器40的光电晶体管pt1的光电耦合器电流ipc进行分配的ipc分配电路，在该ipc分配电路吸收与光电耦合器电流ipc成比例的两个光电耦合器电流ipc1、ipc2。ipc分配电路28吸收来自导通期间控制电路21的电流ipc1，吸收来自截止期间控制电路22的电流ipc2。
附图标记29是内部电源电路，输入由包括二极管d2和电容器c3的整流平滑电路对脉动电压vrise进行了整流平滑后的电压vdd，生成稳定化的内部电源电压vreg。
附图标记30是检测输出电压vout的输出电压反馈电路，与在图18中说明过的包括运算放大器op11、电压源vb11、电容器c15、电阻器r16、r17、r18、r19的电路是同样的电路。该输出电压反馈电路30在输出电压vout超过了目标值时，其值越高，则使流至光电耦合器40的光电二极管pd1的电流越大。
光电耦合器40包括光电二极管pd1和光电晶体管pt1，光电晶体管pt1生成与光电二极管pd1的发光量，就是说与输出电压vout的值成比例的光电耦合器电流ipc。
在图2示出了导通期间控制电路21的具体的电路图。导通期间控制电路21具备：基准电压vref1的电压源vb1；阻抗转换用的缓冲器bf1；电阻器r2；开关sw1，在驱动电压vdrv为“h”时开关sw1接通，在电阻器r2中流过光电耦合器电流ipc1或反馈电流ifb1；缓冲器bf2，对由于流至开关晶体管mn1的电流在感测电阻器rs1中产生的感测电压vs1进行阻抗转换；以及比较器cp1，对由于流通光电耦合器电流ipc1或反馈电流ifb1而在电阻器r2中下降的电压vr2与感测电压vs1进行比较。
在开关晶体管mn1为截止的期间，开关sw1断开，因此，比较器cp1的反转输入端子的电压vr2变为vref1，作为比较器cp1的输出的截止定时电压voff变为“l”。但是，当开关sw1接通时，光电耦合器电流ipc1或反馈电流ifb1在电阻器r2中流通，因此，比较器cp1的反转输入端子的电压vr2降低至“vref1－r2×(ipc1或ifb1)”。并且，在感测电压vs1高于电压vr2时，从比较器cp1输出的截止定时电压voff从“l”变化为“h”。
这样，导通期间控制电路21以如下方式进行控制：光电耦合器电流ipc1越大，反馈电流ifb1越大，感测电压vs1越高，则使截止定时电压voff从“l”变化为“h”的定时越早，使开关晶体管mn1的导通的时间变得越短。
在图3示出了截止期间控制电路22的具体的电路图。截止期间控制电路22具备：开关sw2，在驱动电压vdrv为“h”时接通；阻抗转换用的缓冲器bf3；电阻器r3；比较器cp2，在反转输入端子设定有电压源vb2的基准电压vref2；以及如dff电路那样的能够锁存的逻辑电路221，利用反转检测电路26的输出脉冲信号电压vp对比较器cp2的输出电压进行重定时，生成导通定时电压von。需要说明的是，该逻辑电路221可省略。外置的电容器c4在开关sw2断开时通过充电电路25的恒流ioff与反馈电流ifb3的差分电流进行充电。
在该截止期间控制电路22中，当驱动电压vdrv为“l”时，开关sw2断开，电容器c4通过恒流ioff与反馈电流ifb3的差分电流进行充电，成为电压vc4。在电阻器r3中流过光电耦合器电流ipc2或反馈电流ifb2。因此，光电耦合器电流ipc2或反馈电流ifb2越大，则电阻器r3和比较器cp2的非反转输入端子的共同连接点的电压vr3越低，恒流ioff与反馈电流ifb3的差分电流越大，则电阻器r3和比较器cp2的非反转输入端子的共同连接点的电压vr3越高。当电压vr3超过基准电压vref2时，比较器cp2的输出电压vcp2从“l”变化为“h”。在逻辑电路221中，用从反转检测电路26输出的脉冲信号电压vp的上升沿对比较器cp2的输出电压vcp2进行重定时，导通定时电压von为“h”。在重定时之后，当电压vdrv变为“h”时，导通定时电压von返回至重定时前的状态“l”。
这样，光电耦合器电流ipc2越大，反馈电流ifb2越大，恒流ioff与反馈电流ifb3的差分电流越小(反馈电流ifb3越大)，则导通定时电压von(＝“h”)的产生定时变得越晚，而开关晶体管mn1的截止期间变得越长。
在图4示出了反转检测电路26和电流限制反馈电路27的具体的电路图。反转检测电路26具备：比较器cp3，在反转输入端子通过电压源vb3设定有基准电压vref3；二极管连接的npn晶体管q1，其集电极经由电阻器r1连接至辅助绕组l3；晶体管q2，其发射极经由电阻器r1连接至辅助绕组l3；以及电压源vb4，向晶体管q2的基极施加基准电压vref4。
晶体管q1构成最高电压限制电路，在辅助绕组l3中产生使其●侧为正极的电压vrise时，就是说在开关晶体管mn1导通时，将比较器cp3的非反转输入端子的最高电压限制为vbe(q1)。vbe(q1)为晶体管q1的基极/发射极之间的电压。需要说明的是，也可以是，代替晶体管q1而连接电阻器，在比较器cp3的非反转输入端子输入通过该电阻器和电阻器r1将电压vrise进行分压而得到的电压作为最高电压。晶体管q2构成最低电压限制电路，在辅助绕组l3中产生使其●侧为负极的电压vrise(＝vl3)时，就是说在开关晶体管mn1截止时，将比较器cp3的非反转输入端子的最低电压限制为“vref4－vbe(q2)”。vbe(q2)为晶体管q2的基极/发射极之间的电压。并且，如果非反转输入端子的电压超过基准电压vref3，则比较器cp3输出“h”的信号作为脉冲信号电压vp，如果非反转输入端子的电压为基准电压vref3以下，则比较器cp3输出“l”的信号作为脉冲信号电压vp。
通过该反转检测电路26，能通过用辅助绕组l3的脉动电压vrise从负极到正极的反转定时进行波形整形后的脉冲信号电压vp对截止期间控制电路22的比较器cp2的输出电压vcp2进行重定时，能够使开关晶体管mn1在漏极电压的自由振荡的波谷处导通来进行准谐振动作，因此，能排除在该准谐振动作时的开关晶体管mn1的阈值的偏差的影响。
电流限制反馈电路27具备：第一电流镜电路271，在辅助绕组l3的●侧为负极时，就是说在开关晶体管mn1截止时，将流至辅助绕组l3的电流ia转换为m倍的电流ib来输出；恒流ic的电流源273；第二电流镜电路272，输入电流id(＝ic－ib)，转换为n倍的电流ie来输出；电流保持电路274，输入该电流ie并吸收与电流ie存在比例关系的三个反馈电流ifb1、ifb2、ifb3；以及定时生成电路275，向电流保持电路274提供保持(sample：采样)定时的电压vsp。定时生成电路275从辅助绕组l3的●侧变为负极起以规定时间将电压vsp设为“h”。电流保持电路274在该电压vsp从“h”变为“l”时对电流ie进行采样，将对应的电压蓄积至电容器c5，以电压vsp变化为“l”的时间点起至下次变为“h”的时间点(辅助绕组l3的●侧变为负极的时间点)的期间th输出与由电容器c5保持的电压对应的反馈电流ifb1～ifb3。
在图5示出了电流保持电路274的具体的电路构成。在该电流保持电路274中，由nmos晶体管mn2、mn3、mn4、mn5构成输入电流ie而输出三个反馈电流ifb1、ifb2、ifb3的电流镜，将用于进行采样的开关sw3和电容器c5插入至晶体管mn2的栅极与晶体管mn3～mn5的栅极之间。在电压vsp为“h”的状态时开关sw3接通，输出与电流ie成比例的反馈电流ifb1～ifb3，在电压vsp从“h”变为“l”时，开关sw3从接通切换为断开，变为保持动作。这样，通过电容器c5保持与电流ie对应的晶体管mn2的栅极电压，因此，反馈电流ifb1～ifb3继续原样输出与开关sw3从接通切换为断开紧前的电流ie成比例的电流。
电流源273的电流ic被设定为在输出电压vout降低至电压vout2(后述的vout2a、vout2b、vout2c)时电流值为ib＝ic，在输出电压vout高于该电压vout2时其电流值为ib＞ic。这样，在电流值为ib≥ic的范围内不流通电流id，此时，也不流通所有的反馈电流ifb1～ifb3。该电流源273的电流ic被设定为仅在输出电压vout不超过vout2时流通反馈电流ifb1～ifb3。就是说，电流源273构成输出电压vout的检测电路。
在图6示出了ipc分配电路28的具体的电路图。该ipc分配电路28包括输入光电耦合器电流ipc的电流镜连接的pmos晶体管mp1、mp2以及输入晶体管mp2的漏极电流的电流镜连接的nmos晶体管mn6、mn7、mn8。晶体管mn7吸收光电耦合器电流ipc1，晶体管mn8吸收光电耦合器电流ipc2。
＜通常动作＞
然后，在通常动作中，如图7的(a)所示，开关电源装置以使输出电压vout成为目标电压vout1的方式进行恒压控制。在该恒压控制时，在辅助绕组l3中产生的电压vrise的负电压时的电压的绝对值处于较大的状态，输出电流iout小于最大输出电流ioutmax。在该恒压动作时，在辅助绕组l3的●侧为负极时，输入至电流限制反馈电路27的电流ia变大，因此电流值为ib＞ic。因此，电流id、ie为零，反馈电流ifb1～ifb3也为零。由此，在该通常动作中，通过导通期间控制电路21得到的导通期间和通过截止期间控制电路22得到截止期间主要由光电耦合器电流ipc1、ipc2来进行控制。
即，在输出电压vout高于目标值vout1时，光电耦合器电流ipc1变大，导通期间控制电路21的电压vr2被控制得低。由此，从比较器cp1输出的截止定时电压voff在早的定时变为“h”，导通期间变短。此外，光电耦合器电流ipc2也变大，截止期间控制电路22的电压vr3被控制得低，从比较器cp2输出的导通定时电压von在晚的定时变为“h”，截止期间变长。因此，以使输出电压vout变低的方式进行控制。
在输出电压vout低于目标值vout1时，变为与上述相反的动作。就是说，在晚的定时从导通期间控制电路21输出截止定时电压voff，在早的定时从截止期间控制电路22输出导通定时电压von，因此，以使输出电压vout变高的方式进行控制。
＜电流限制动作1＞
该电流限制动作1是图8的时序图的电流限制动作1的期间。当输出电流iout增大而达到图7的(a)的最大值ioutmax时，输出电压vout开始降低，当光电耦合器40的光电二极管pd1变得不发光时，不流通光电耦合器电流ipc。此外，此时的输出电压vout是低于电压vout1的电压，但由于开关晶体管mn1的截止时的辅助绕组l3的电流ia较大，因此电流限制反馈电路27的电流值为ib＞ic。由此，不流通电流id、ie也不流通反馈电流ifb1～ifb3。
此时，在导通期间控制电路21中，光电耦合器电流ipc1和第一反馈电流ifb1为零，因此，不产生电阻器r2中的电压下降，电压为vr2＝vref1，直至成为电压vr2与感测电压vs1相等为止的时间为最长，导通期间为最长。
此外，在截止期间控制电路22中，光电耦合器电流ipc2和第二反馈电流ifb2为零，因此电压vr3与电容器c4的充电电压vc4相等(vr3＝vc4)，通过比较器cp2将电压vr3与电压vref2进行比较。
因此，截止期间通过电容器c4基于恒流ioff的充电时间和逻辑电路221的重定时来确定。此时，导通期间为最长，在导通期间的输入的能量被限制为固定值，因此输出功率也被限制，输出电流iout的增大值被抑制而电流被限制，与此同时，输出电压vout从目标电压vout1降低。
而且当输出电压vout降低时，二次侧的二极管d1的导通时间变长，由此导通占空比减小而截止期间逐渐变长，从开关sw2断开起至通过恒流ioff充电的电容器c4的充电电压vc4达到电压vref2为止的时间是固定的，与输出电压vout无关，因此成为仅通过逻辑电路221的重定时进行使开关晶体管mn1导通的动作。
需要说明的是，在以在开始电流限制动作的时间点成为临界模式动作的方式设定了电容器c4的充电时间(电容器c4的值、电流ioff的值)的情况下，当输出电压vout逐渐降低时，二次侧的二极管d1的导通时间变得比固定的电容器c4的充电时间长，因此，在二次侧的二极管d1的导通结束时间点，逻辑电路221进行重定时而使开关晶体管mn1导通，由此，成为临界模式动作下的电流限制。
＜电流限制动作2＞
该电流限制动作是图8和图9的时序图的电流限制动作2的期间。当输出电压vout如图7的(a)所示降低至电压vout2a时，开关晶体管mn1截止而辅助绕组l3的●侧变为负极时的电压vl3变小，因此，流至辅助绕组l3的电流ia变小，电流限制反馈电路27的电流ib和ic变为ib＝ic。而且，当输出电压vout低于电压vout2a时，变为ib＜ic，因此，流入至电流保持电路274的反馈电流ifb1～ifb3被生成为与该电流ia成反比例的电流。
由此，在导通期间控制电路21，代替光电耦合器电流ipc1而流过反馈电流ifb1，在截止期间控制电路22，代替光电耦合器电流ipc2而流过反馈电流ifb2。截止期间控制电路22的电容器c4的充电电流变为“ioff－ifb3”。
此时，在导通期间控制电路21中，第一反馈电流ifb1流至电阻器r2，由此产生电压vr2，但当输出电压vout变低时第一反馈电流ifb1变大，由此该电压vr2成为低的电压，因此，从比较器cp1输出的截止定时电压voff变为“h”的定时变早，导通期间变短。于是，导通期间的输入能量减少，输出功率也减小。
在截止期间控制电路22中，第二反馈电流ifb2变大，因此，电阻器r3的电压vr3上升至电压vref2的时间变长，而且电容器c4的充电电流逐渐减小，因此，比较器cp2的输出从“l”反转为“h”为止的时间变晚。
并且，电流限制动作2是如下临界模式动作：二次侧的二极管d1的导通期间长于比较器cp2的输出反转为止的时间，在二次侧的二极管d1的导通结束时间点，通过逻辑电路221进行重定时而使开关晶体管mn1导通。这是通过缩短导通期间而使输出功率减小的电流限制动作，成为随着输出电压vout的降低，输出电流iout与电流限制动作1相比减小的特性。
另一方面，在电流限制动作1不是电容器c4的充电时间由临界模式动作确定的动作，而是成为在自由振荡的定时使输出晶体管mn1导通的动作的情况下，当输出电压与电压vout2a相比降低时，变为接下来要说明的电流限制动作3。
＜电流限制动作3＞
该电流限制动作是图9的时序图的电流限制动作3的期间。电流限制动作为如下动作：当输出电压vout降低，电流限制反馈电路27的电流ib与电流ic相比进一步变小时，电流ie增大而反馈电流ifb1～ifb3变大，在比较器cp2的输出刚反转之后，二次侧的二极管d1的导通结束时，逻辑电路221进行重定时而使开关晶体管mn1导通，输出电压vout降低至图7的(a)的输出电压vout3。当输出电压vout比输出电压vout3进一步降低时，成为如下动作：由于反馈电流ifb3的增大而使电容器c4的充电电流(ioff－ifb3)变小，由此，充电时间变长，在自由振荡开始后，比较器cp2的输出反转，在自由振荡的零交叉定时使开关晶体管mn1导通。与电流限制动作2同样，导通期间由于第一反馈电流ifb1变大而变短，截止期间由于第二反馈电流ifb2和电容器c4的充电时间而变得更长，由此，导通占空比变小，输出电流iout逐渐减小。
当输出电压vout接近0v时，在电阻器r1的值较大，电流限制反馈电路27的电流值变为ib＜＜ic的关系的情况下，电流id变为id≒ic，反馈电流ifb1～ifb3变为最大，导通期间变为最短，截止期间变为最长。在该状态下，当输出电压vout进一步降低时，导通期间固定为最短，输入能量固定为最小，因此，成为输出电流iout逐渐增加的特性。该特性是图7的(a)的输出电压vout4以下的特性。
以上是本发明的基本的电流限制动作，但图7的(a)的电流限制特性的输出电压vout2a、vout3、vout4的值能够通过调整反馈电流ifb1～ifb3的比例关系来进行调整。此外，当降低电流限制反馈电路27的电流值变为ib＝ic的输出电压vout2，就是说将要检测的输出电压像vout2b那样设定为较低的值时，成为如图7的(b)那样的“ヘ”字型的电流限制特性。反之，当提高电流值变为ib＝ic的输出电压vout2，就是说将要检测的输出电压设定为高于vout2c的值时，成为如图7的(c)那样的下垂的特性。图7的(b)的特性能通过与图7的(a)的特性的情况相比减小电阻器r1的值并增大电容器c4的值来实现，图7的(c)的特性能通过增大电阻器r1的值并减小电容器c4的值来实现。这样，通过改变反馈电流ifb1～ifb3的比例关系、电阻器r1以及电容器c4的值，能改变反馈电流ifb1～ifb3流出的输出电压vout2，因此，能实现所期望的电流限制特性。
＜电流限制反馈电路27的第一变形例(27a)＞
在图10示出了加入了检测输出电压vout对电流保持电路274a进行使能(enable)控制的单元的第一变形例的电流限制反馈电路27a。图10的电流限制反馈电路27a通过第一电流反射镜电路271a引出与电流ia成比例的电流if，通过电阻器r4将该电流if转换为电压vr4，通过比较器cp4与电压源vb5的基准电压vref5进行比较，生成使能信号ven。由此，即使电流值变为ib＜ic，在检测到输出电压vout低于图12所示的电压vout2d时开始，电流保持电路274a通过使能信号ven变为使能。由此，能谋求反馈电流ifb1、ifb2、ifb3的产生开始定时，就是说从电流限制动作1向电流限制动作2的切换定时的稳定化。
在开关晶体管mn1截止的期间的电流限制动作1的状态下，输出电压vout的降低小，因此，电流ia不小，在与该电流ia存在比例关系的电流if流过的电阻器r4中产生的电压vr4大于基准电压vref5，因此，比较器cp4的输出为“h”。就是说，在输出电压vout高于电压vout2d时，比较器cp4的输出为“h”。在开关晶体管mn1导通的期间，不流通电流ia，也不流通电流if，因此比较器cp4的输出为“l”。
逻辑电路276在比较器cp4的输出为“h”时，当输入使开关晶体管mn1导通的信号vdrv(＝“h”)时，将信号ven置位为“h”。此外，在输入使开关晶体管mn1截止的信号vdrv(＝“l”)时，如果输出电压vout高于电压vout2d，比较器cp4的输出为“h”，则将信号ven设为“l”，此时，即使电流限制反馈电路27a的电流值为ib＜ic，电流保持电路274a也不会动作。
当输出电压vout与所述的电压vout2d相比降低时，与电流ia的减小相应地电流if也减小，在电阻器r4中产生的电压vr4低于电压vref5。由此，比较器cp4的输出原样保持为“l”而没有复位动作，信号ven原样保持为“h”，电流保持电路274a原样保持为使能。
在图11示出了图10的电流限制反馈电路的电流保持电路274a的电路图。为了与信号ven对应，对于在图4中说明过的电流保持电路274添加了开关sw4和sw5。在信号ven为“h”时开关sw4接通，开关sw5断开而使电流镜电路进行动作，使电流保持电路274a进行动作。
如所述那样，当设定电压vref5，以便信号ven被保持为“h”时的输出电压vout成为低于在电流值为ib＜ic时的输出电压的电压vout2d时，如图12的电流限制特性那样，在输出电压vout低于电压vout2d时切换为电流限制动作2，成为急剧地限制电流的动作。需要说明的是，当使图7的(a)的电流限制特性的情况下的电流限制反馈电路274的反馈电流ifb1～ifb3的比例关系、电阻器r1以及电容器c4的值相同时，低于图12中的输出电压vout2d的电压vout3和电压vout4的电流限制特性变为与图7的(a)相同。
在图13示出了表示该电流限制动作的时序图。在图13中，表示了电流限制动作1和电流限制动作2的切换部分。与作为不通过比较器cp4进行输出电压vout的检测的电流限制动作的时序图的图8的不同之处在于加入了信号ven的波形这一点。在图8中，当电流限制反馈电路27的电流值为ib＜ic时，流通电流ie，从电流限制动作1切换为电流限制动作2，但在图13中，即使该电流值为ib＜ic并流通电流ie，也是当信号ven从“l”变化为“h”开始，电流保持电路274a才进行动作，从电流限制动作1切换为电流限制动作2。
＜电流限制反馈电路27的第二变形例(27b)＞
在图14示出了加入了检测输出电压vout并对电流保持电路274a进行使能控制的单元的第二变形例的电流限制反馈电路27b。在图14的电流限制反馈电路27b中，与在图4中说明过的电路相同，在输入了作为电流ib与电流ic的差的电流的id(＝ic－ib)的第二电流镜272a中，引出比例电流ig，通过比较器cp5对由电流ig和电阻r5产生的电压vr5与电压源vb6的电压vref6进行比较。
在开关晶体管mn1截止的期间的电流限制动作1的状态下，电流限制反馈电路28b的电流值为ib＞ic，因此，不流通电流id，也不流通电流ig，比较器cp5的输出为“h”。在开关晶体管mn1导通的期间，不流通电流ia，因此，电流值为ib＝0、id＝ic，流通电流ig，由电阻r5产生的电压vr5大于电压vref6，比较器cp5的输出为“l”。
逻辑电路277在比较器cp5的输出为“h”时，当输入使开关晶体管mn1导通的信号vdrv(＝“h”)时，将信号ven置位为“h”。此外，在输入使开关晶体管mn1截止的信号vdrv(＝“l”)时，如果输出电压vout高于电压vout2d，比较器cp5的输出为“h”，则将信号ven设为“l”。此时，即使电流限制反馈电路27b的电流值为ib＜ic，电流保持电路274a也不会动作。
当输出电压vout逐渐下降时，电流ia减小，电流ib也减小，变为ib＜ic，当流通电流id且由电流ig和电阻r5产生的电压vr5高于电压vref6时，比较器cp4的输出原样保持为“l”，没有复位动作，信号ven原样保持为“h”。
＜电流限制反馈电路27的第三变形例(27c)＞
在图15示出了加入了在输出电压vout降低至接近0v的情况下，解除电流保持电路274b的电流保持的单元的第三变形例的电流限制反馈电路27c。该电流限制反馈电路27c是对图10的电流限制反馈电路27a进行了变形的电路。在图16示出了该电流限制反馈电路27b内的电流保持电路274b。
在图15的电流限制反馈电路27c通过第一电流镜电路271b来引出与电流ia成比例的电流ih，将该电流ih通过电阻器r6变换为电压vr6并通过比较器cp6与电压源vb7的基准电压vref7进行比较，当电压vr6与基准电压vref7相比降低时，将信号vlow设为“h”。信号vlow经由通过使信号vdrv反转的反相器inv2控制的与(and)电路and1输入至电流保持电路274b。
图16的电流保持电路274b相对于图11的电流保持电路274a，追加了当电压vsp和电压vlow中的任一个变为“h”时使采样用的开关sw3接通的或(or)电路or1。
在开关晶体管mn1截止时，能通过电流ia检测输出电压vout的状态，但当输出电压vout低于vout4变为0v附近时，电流ia变小，保持的电流ifb1、ifb2、ifb3变大。于是，特别是控制截止期间的电容器c4的充电电流(＝ioff－ifb3)变小，因此，截止期间受到电流ifb3的偏差的影响。
此时，电流ih也同时变小，因此，在由此电压vr6与基准电压vref7相比降低时，从比较器cp6输出的信号vlow变为“h”。并且此时信号vdrv为“l”，因此，通过反相器inv2打开与门and1，“h”的信号vlow原样输入至电流保持电路274b，使开关sw3接通，解除电流保持。其结果是，反馈电流ifb1～ifb3由电流ie控制。
此时，对于输出电流iout而言，在电流限制动作3中当二次侧的二极管d1的导通期间结束变为自由振荡期间时，电流ia＝0，因此，电流id＝ic、ie＝最大且反馈电流ifb3最大，电容器c4的充电电流(＝ioff－ifb3)进一步减小。其结果是，截止期间变长，能减小输出电压vout降低时的短路负载电流。
＜电流限制反馈电路27的第四变形例(27d)＞
在图17示出了加入了在输出电压vout降低至接近0v的情况下，解除电流保持电路274b的电流保持的单元的第四变形例的电流限制反馈电路27d。该电流限制反馈电路27d是对图14的电流限制反馈电路27b进行了变形的电路。该电流限制反馈电路27d内的电流保持电路274b与图16所示的电路相同。构成、动作与在图14、图16中说明过的构成、动作相同，因此省略详细的说明。
＜其他变形例＞
在以上说明过的实施例中，在开关晶体管mn1的截止期间，通过由辅助绕组l3得到的电压来检测输出电压vout向电压vout2a、vout2b、vout2c的降低时，通过如下方式来进行：在开关晶体管mn1的截止期间，由辅助绕组l3得到的电压为负电压的情况下，检测当该负电压vl3达到某值时电流ia减小而变为ib＜ic。
但是，并不限于此，也可以通过如下方式来进行：在开关晶体管mn1的截止期间由辅助绕组l3得到的电压为正电压的情况下，检测在该正电压达到某值时电流ia减小而变为ib＜ic。就是说，只要检测在开关晶体管mn1的截止期间由辅助绕组l3得到的电压的绝对值小于规定值时，电流ia减小而变为ib＜ic即可。这对于在图10～图14中说明过的变为使能的电压vout2d的检测也是同样的。
1.一种开关电源装置，其特征在于，具备：
开关晶体管，进行导通/截止控制；
感测电阻器，在该开关晶体管导通时生成感测电压；
变压器，具有：一次绕组，通过所述开关晶体管导通来施加输入电压；二次绕组，对负载供给输出电压；以及辅助绕组，检测所述输出电压；
光电耦合器，生成与所述输出电压相应的第一光电耦合器电流和第二光电耦合器电流；
电流限制反馈电路，通过所述辅助绕组的电压生成与所述输出电压成反比例的第一反馈电流、第二反馈电流以及第三反馈电流；
导通期间控制电路，取入所述感测电压、所述第一光电耦合器电流、所述第一反馈电流来生成所述开关晶体管的截止定时信号；以及
截止期间控制电路，取入第四电容器的电压、所述第二反馈电流、所述第二光电耦合器电流来生成所述开关晶体管的导通定时信号，所述第四电容器通过恒流或该恒流与所述第三反馈电流的差分电流进行充电，在所述开关晶体管导通时放电，
当所述输出电压变为低于第一输出电压的第二输出电压以下时，所述电流限制反馈电路生成所述第一反馈电流、第二反馈电流以及第三反馈电流，
在所述输出电压超过所述第一输出电压时，使所述导通期间控制电路取入所述感测电压和所述第一光电耦合器电流，并且使所述截止期间控制电路取入通过所述恒流进行充电的第四电容器的电压和所述第二光电耦合器电流，
在所述输出电压低于所述第二输出电压时，使所述导通期间控制电路取入所述感测电压和所述第一反馈电流，并且使所述截止期间控制电路取入通过所述恒流与所述第三反馈电流的差分电流进行充电的第四电容器的电压和所述第二反馈电流。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述电流限制反馈电路在所述输出电压变为低于所述第二输出电压的电压时被控制为使能。
3.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征在于，
所述电流限制反馈电路的所述第一反馈电流、第二反馈电流以及第三反馈电流相互独立，所述光电耦合器的所述第一和第二光电耦合器电流相互独立。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的开关电源装置，其特征在于，
具备连接于所述辅助绕组与所述电流限制反馈电路之间的第一电阻器，
所述第一反馈电流、第二反馈电流以及第三反馈电流是在所述辅助绕组中产生的电压的反转定时对与由于在所述开关晶体管的截止期间在所述辅助绕组中产生的电压而流过所述第一电阻器的电流成反比例的电流进行保持的电流。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的开关电源装置，其特征在于，
所述第一光电耦合器电流越大，所述第一反馈电流越大，所述感测电压越大，则所述导通期间控制电路在越早的定时生成所述开关晶体管的截止定时信号，
所述第二光电耦合器电流越大，所述第二反馈电流越大，所述第三反馈电流越大，则所述截止期间控制电路在越晚的定时生成所述开关晶体管的导通定时信号。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的开关电源装置，其特征在于，
所述导通期间控制电路具备：第二电阻器，插入至在所述开关晶体管导通时所述第一光电耦合器电流或所述第一反馈电流流过的路径；以及第一比较器，当在该第二电阻器的所述第一光电耦合器电流或所述第一反馈电流的导入侧生成的第二电压变为与所述感测电压相同的电压时生成所述截止定时信号。
7.根据在权利要求1至5中任一项所述的开关电源装置，其特征在于，
所述截止期间控制电路具备：第三电阻器，其以通过所述第二光电耦合器电流或所述第二反馈电流从所述第四电容器的电压产生电压降的方式被插入；以及第二比较器，当该第三电阻器的与所述第四电容器侧相反的一侧的端子的第三电压变为规定值时，生成所述导通定时信号。
8.根据权利要求5或7所述的开关电源装置，其特征在于，
所述截止期间控制电路的所述导通定时信号在所述辅助绕组中产生的电压的反转定时被重定时。
9.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述电流限制反馈电路具备电流保持电路，当所述输出电压变为低于第一输出电压的第二输出电压以下时，该电流保持电路在所述开关晶体管被控制为截止的时间点对与所述输出电压成反比例的信号进行采样，在从该采样时间点至下一次所述开关晶体管被控制为截止的期间，保持与所述采样的所述信号对应的所述第一反馈电流、第二反馈电流以及第三反馈电流。
10.根据权利要求9所述的开关电源装置，其特征在于，
当所述输出电压为低于所述第二输出电压的规定的电压以下时，所述电流保持电路解除所述第一反馈电流、第二反馈电流以及第三反馈电流的保持，所述第一反馈电流、第二反馈电流以及第三反馈电流与所述输出电压成反比例地输出。
技术总结