本公开内容涉及功率电子器件。
背景技术：
诸如光伏电池(例如，太阳能电池板)、电动车辆、电池存储装置和/或电池的车载充电器的系统可以使用双向功率转换器。双向谐振转换器可以从高压母线(例如，400伏)对蓄电池充电或向高压母线从蓄电池放电。在带有低压电池的较高功率应用中，电池侧上的lc储能电路和桥式开关中的均方根(rms)电流可能非常高。在成本和效率方面，这种高电流提出了与谐振电容器和开关的选择有关的挑战。
此外，在双向和单向转换器两者中，如果高压桥开关用作整流器并使用金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)，则将面临另一挑战。例如，在双向转换器的放电模式期间，母线侧的开关用作整流器并且承受反并联体二极管的硬换向(例如，硬切换)。硬换向和相关联的反向恢复充电可以在开关上引起高压尖峰。另一示例是，对于具有高电压输出的单向转换器，如果将mosfet用作同步整流器，则硬换向是主要问题。
技术实现要素：
本公开内容描述了双向谐振功率转换器，该双向谐振功率转换器包括在功率转换器的变压器的同一侧的两个储能电路。功率转换器可以包括耦接至变压器的第一侧上的第一桥电路。第一储能电路可以耦接至变压器的第二侧。第二储能电路耦接在功率转换器的第一储能电路与第二桥电路之间。
在一些示例中，功率转换器包括第一桥电路、第二桥电路和变压器，其中，变压器的第一侧耦接至第一桥电路。功率转换器还包括第一lc储能电路，其耦接至变压器的第二侧；以及第二lc储能电路，其耦接至第一lc储能电路并且耦接至第二桥电路。
在一些示例中，一种用于组装功率转换器的方法包括将功率转换器的变压器的第一侧耦接至功率转换器的第一桥电路。该方法还包括将变压器的第二侧耦接至功率转换器的第一电感器电容器(lc)储能电路。该方法还包括将第一lc储能电路耦接至第二lc储能电路；以及将第二lc储能电路耦接至第二桥电路。
在下面的附图和描述中阐述了一个或更多个示例的细节。根据描述和附图以及根据权利要求书，其他特征、目的和优点将是明显的。
附图说明
图1是根据本公开内容的一些示例的包括功率转换器的电气系统的概念框图。
图2是包括两个桥电路的双向功率转换器的示意性电路图。
图3和图4是根据本公开内容的一些示例的包括两个桥电路的双向功率转换器的示意性电路图。
图5a和图5b是根据本公开内容的一些示例的包括以并-串联或并-并联配置的多个变压器的双向功率转换器的示意性电路图。
图6a至图6c是根据本公开内容的一些示例的在不连续电流模式、边界模式、连续电流模式下的操作的曲线图。
图7是根据本公开内容的一些示例的示出在充电模式和放电模式下的调节区域/操作的双向谐振功率转换器的增益和切换频率的图。
图8a是根据本公开内容的一些示例的具有mosfet高压开关的双向功率转换器的电路图。图8b是根据本公开内容的一些示例的示出在充电和放电模式下的调节区域/操作的增益和切换频率的图。
图9a和图9b是根据本公开内容的一些示例的示出具有将桥从放电模式下的全桥切换到充电模式下的半桥的mosfet高压开关的双向功率转换器的电路图。
图10a是根据本公开内容的一些示例的具有mosfet高压整流器的单向功率转换器的电路图。图10b是根据本公开内容的一些示例的示出调节区域/操作的增益和切换频率的图。
图11是根据本公开内容的一些示例的用于双向功率转换器的控制器的概念框图。
图12是根据本公开内容的一些示例的用于单向功率转换器的控制器的概念框图。
图13是根据本公开内容的一些示例的控制器的示意性电路图。
图14至图16是根据本公开内容的一些示例的在启动模式的三个阶段中操作的时序图。
图17是示出根据本公开内容的一些示例的通过储能电路的电流和高侧电压的时序图。
图18是示出根据本公开内容的一些示例的用于以启动模式控制桥电路的示例技术的流程图。
图19是示出根据本公开内容的一些示例的用于组装功率转换器的示例技术的流程图。
具体实施方式
本公开内容描述了包括两个桥电路、变压器和两个电感器电容器(lc)储能电路的功率转换器。第一桥电路可以位于可以具有相对高的电流的变压器的第一侧(例如，功率转换器的“电池侧”)。两个储能电路和第二桥电路可以耦接在变压器的第二侧(例如，功率转换器的“母线侧”)。因此，将两个储能电路都布置在变压器的母线侧可以减少电容器中的功率消耗和/或允许使用具有更高等效串联电阻(esr)的电容器。
在一些示例中，功率转换器可以具有耦接在两个lc储能电路之间的第二变压器。第二变压器可以将两个储能电路的磁电感器集成在一起以减小功率转换器的尺寸和部件数。此外，可以通过添加耦接至多个变压器的多个桥电路来扩展功率转换器的电池侧。多个变压器可以以并-串联配置耦接。多个桥电路可以与第三桥电路电隔离。多个桥电路可以彼此电隔离、与多个电池连接或与多组电池单元连接，从而实现荷电平衡。
本公开内容描述了用于在启动模式和稳态模式下控制功率转换器的桥电路的设备、方法和技术。在启动模式的第一阶段中操作时，控制器可以使用峰值检测和过零检测来控制桥电路。在操作在启动模式的第一阶段之后的第二阶段中时，控制器可以使用过零检测来控制桥电路。在操作在启动模式的第二阶段之后的第三阶段中时，控制器可以使用稳态脉冲宽度调制(pwm)生成器在缓慢地增加参考电压的情况下控制桥电路。
控制器可以被配置成接收指示功率转换器中的电流或电压的信号。利用峰值检测，控制器可以被配置成响应于确定信号超过阈值水平(例如预定电压水平或预定电流水平)来切换桥电路中的开关。使用过零检测，控制器可以被配置成响应于确定信号已经越过零水平来切换桥电路中的开关，该零水平可以是诸如接地或与电流的零电流相关联的水平的参考电压水平。使用稳态pwm生成器，控制器被配置成以小于功率转换器的谐振频率的切换频率来控制桥电路使得在控制器切换开关之前电感器电流达到零。
桥电路可以经受桥电路的开关的硬换向、高浪涌电流、高压尖峰。通过在本文所述的启动模式下操作，控制器可以通过将电感器电流包含在限定的包络内来减少或防止桥电路中的高浪涌电流。本公开内容的技术还可以在启动模式期间减少桥电路中的开关的体二极管中的硬换向。
本文所述的包括具有三个阶段的启动模式的控制技术对于谐振模式功率转换器可能特别有用。具体地，该控制技术可以用于控制双向功率转换器中的金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)。然而，控制器可以将控制技术用于任何功率转换器，包括：单向和双向功率转换器、包括硅、氮化镓(gan)和碳化硅(sic)的功率转换器以及包括mosfet、任何其他fet和/或绝缘栅双极晶体管(igbt)的功率转换器。
控制器可以使用本文描述的控制技术来控制功率转换器的操作。控制器还可以使用另一控制技术(例如，连续电流模式(dcm)控制技术或连续导通模式(ccm)控制技术)来控制功率转换器的操作。在启动期间硬换向不成问题的示例中(例如，对于基于gan和sic的拓扑结构而言)，控制器可以使用压控振荡器(vco)来实现频率调制。
图1是根据本公开内容的一些示例的包括功率转换器114、144、146、154和156的电气系统100的概念框图。系统100包括光伏设备110、逆变器电路114、住宅120、电表132、电网134、双向电池充电器140和双向车载充电器150。
在系统100中，pv设备110、电网130、电池142和电动车辆152可以充当能源。在系统100中，住宅120、电网130、电池142和电动车辆152可以充当电负载。因此，由于电网130、电池142和电动车辆152可以是电源或电气负载，因此功率转换器144、146、154和156可以被配置成作为双向功率转换器操作。在本公开内容中描述的控制技术对于双向或单向功率转换器可能是有用的。
pv设备110基于阳光生成电能。pv设备110可以生成直流(dc)电功率，其中dc电压的幅度基于pv电池单元的类型、材料、数量和布置。逆变器电路114可以被配置成将由pv设备110生成的dc电力转换为交流(ac)电。逆变器电路114可以被配置成以由电网130供应的电的频率、相位和电压进行操作。电表132被配置成跟踪两个方向上的电力流(例如，从电网130至住宅120以及到设备142和152；以及从电源110、142和152至电网130)。
电池142和车辆152可以被配置成存储、消耗和供应dc电力。针对功率转换器144和154，“电池侧”是指耦接至电池142或电动车辆152的一侧，而“母线侧”是指功率转换器144或154的耦接至功率转换器146和156的另一侧。
功率转换器144和154可以被配置成将一种形式的dc电转换成另一形式的dc电，例如具有不同电压水平的dc电。功率转换器146和156可以被配置成将dc电转换为ac电或将ac电转换为dc电。功率转换器144和154可以包括高压整流器电路，例如在图2至图5b所示的谐振模式转换电路中。
根据本公开内容的技术，在启动模式或稳态模式下操作时，控制器可以被配置为控制功率转换器110、144、146、154和156中的一个或更多个。电池142和/或车辆152可以被断开并且被重新连接至系统100。当将电池142连接至系统100时，控制器可以被配置成在启动模式下操作以将电池142与功率转换器144之间的节点处的电压水平增加到稳态电压水平，例如5伏、12伏或48伏。控制器也可以被配置成将功率转换器144和146之间的节点处的电压水平增加到稳态电压水平，例如200伏、300伏或400伏。控制器通过在本文所述的启动模式下操作可以在降低损坏功率转换器144和146中的开关的可能性的同时增加电压水平。
此外，功率转换器144或154可以包括两个桥电路、变压器和两个电感器电容器(lc)储能电路。功率转换器144和/或154可以使用图2至图5b所示的功率转换器200、300、400、500a或500b的拓扑结构。两个lc储能电路和桥电路可以耦接在变压器的母线侧。另一桥电路可以位于变压器的电池侧。部件的这种布置可以减少功率转换器中的功率消耗和/或允许使用较便宜或较小的部件。
图2是包括桥电路210和220的双向功率转换器200的示意性电路图。图2将桥电路中的每一个描绘为包括布置在两个半桥电路中的四个开关，但是其他布置也是可能的，例如任何数目的半桥电路、h桥电路或任何其他桥电路。功率转换器200还包括变压器240以及储能电路250和260。功率转换器200还可以包括被配置成控制桥电路210和220中的开关的一个或更多个控制器。
作为双向电路，功率转换器200用于从高压节点222对低压节点212充电或将低压节点212放电至高压节点222，该低压节点212可以耦接至蓄电池。输出节点222可以耦接至具有例如300伏、400伏或600伏的电压的高压母线。桥电路210可以被称为低压桥电路或电池侧桥电路。桥电路220可以被称为高电压桥电路或母线侧桥电路。
功率转换器200可以包括谐振功率转换器，其允许全软切换、更高的效率和更好的功率密度。通过在变压器240的两侧上包括两个lc储能电路250和260，可以根据单向电感器-电感器-电容器(llc)转换器得出功率转换器200的拓扑结构，以允许这种拓扑结构用作双向转换器。
图3和图4是根据本公开内容的一些示例的包括两个桥电路的双向功率转换器300和400的示意性电路图。图5a和图5b是根据本公开内容的一些示例的包括以并-串联或并-并联配置的多个变压器的双向功率转换器的示意性电路图。
图3至图5b示出了拓扑结构的替代实现。在图3的示例中，功率转换器300包括耦接在低压节点312与变压器340之间的桥电路310。功率转换器300还包括耦接在高压节点322与储能电路360之间的桥电路320。储能电路350和360两者与桥电路320耦接在变压器340的同一侧。功率转换器300包括控制器390，其可以从传感器332和334中的至少一个接收感测信号。传感器332和334被配置成感测通过储能电路350和360之一的电流或电压。电流可以流过储能电路350和/或360，但是该电流也可以代表通过桥电路320的电流。控制器390可以被配置成基于所接收的感测信号来控制桥电路320的开关。尽管图3示出了控制桥电路320的开关的控制器390，但是控制器390也能够控制桥电路310的开关。
功率转换器300可以用于具有耦接至低压节点312的低压电池的更高功率的应用中。在储能电路350耦接至桥电路310的示例中，储能电路350中的均方根(rms)电流可以很高。因此，使用可以处理高rms电流而不影响效率和成本的低esr电容器可能不具有成本效益。为了克服该挑战，可以通过由变压器340的匝数比缩放(scale)(多个)电感器和(多个)电容器的值来将储能电路350转移到母线侧。此外，储能电路350和360之间的电感器352可以替代图2所示的变压器240的磁化电感器。图7所示的增益曲线可以取决于在每个电路中的电容和电感而适用于功率转换器300。
功率转换器300可以包括用于感测通过储能电路350和360的信号的传感器332和334。传感器332和334可以被配置成将感测信号传递至控制器。传感器332可以感测通过储能电路350的电流或电压，并且传感器334可以感测通过储能电路360的电流或电压。在图3的示例中，传感器332感测通过变压器340和通过储能电路350的电容器的电流，并且传感器334感测通过储能电路360的电容器的电流。控制器可以被配置成基于从传感器332和334接收的(多个)感测信号来控制桥电路320的开关。在一些示例中，除了图3所示的位置之外或替代图3所示的位置，电容器356和366可以在功率转换器300中具有不同的位置。例如，电容器356可以与电感器356串联连接，并且电容器366可以与电感器364串联连接。
在图4所示的示例中，功率转换器400包括耦接在低压节点412与变压器440之间的桥电路410。功率转换器400还包括耦接在高压节点422与储能电路450之间的桥电路420。储能电路450和460两者都与桥电路420耦接在变压器440的同一侧。控制器490可以从传感器432和434中的至少一个接收感测信号。传感器432和434被配置成感测通过储能电路450和460之一的电流或电压。电流可以流过储能电路450和/或460，但是该电流也可以代表通过桥电路420的电流。控制器490可以被配置成基于所接收的感测信号来控制桥电路420的开关。尽管图4示出了控制桥电路420的开关的控制器490，但是控制器490也能够控制桥电路410的开关。在一些示例中，除了图4所示的位置之外或替代图4所示的位置，电容器456和466可以在功率转换器400中具有不同的位置。例如，电容器456可以与电感器456串联连接，并且电容器466可以与电感器464串联连接。
图4所示的功率转换器400可以被认为是图3所示的功率转换器300的拓扑结构的替选实施方式。与图3所示的功率转换器300相比，储能电路350和360中的三个磁电感器被组合成一个磁结构：图4所示的变压器442。因此，变压器442可以对储能电路450和460产生类似于电感器352对储能电路350和360的影响的影响。此外，电感器454和464可以是作为单个结构443集成在变压器442中的泄漏电感器(lk)而不是分立电感器。
变压器442的第一侧可以包括储能电路450的电感或作用为储能电路450的电感。变压器442的第二侧可以包括储能电路460的电感或作用为储能电路460的电感。电感器454和电容器456中的每一个可以耦接在变压器440的第二侧与变压器442的第一侧之间。电感器454和464可以是变压器442的泄漏电感器而不是分立电感器。电感器464和电容器466中的每一个可以耦接在变压器442的第二侧与桥电路420之间。
与功率转换器300相比，功率转换器400的电路拓扑结构可以具有更小的尺寸和更少的部件数。变压器442可以是单位匝数比变压器。换句话说，变压器442的匝数比可为1。变压器442的泄漏电感器和磁电感器可以在功率流的任一方向上工作(例如，充电或放电模式)。图3至图4所示的电容器356、366、456和/或466可以定位在不同的位置，例如与电感器354、364、454和/或464串联。
在图5a所示的示例中，功率转换器500a至少包括两个低压桥电路510a和514a。桥电路510a耦接在节点512a与变压器540a之间，并且桥电路514a耦接在节点512a与变压器544a之间。功率转换器500a还包括耦接在高压节点522a与储能电路560a之间的桥电路520a。储能电路550a和560a两者都与桥电路520a耦接在变压器540a和544a的同一侧。控制器590a可以从传感器532a和534a中的至少一个接收感测信号。传感器532a和534a被配置成感测通过储能电路550a和560a之一的电流或电压。电流可以流过储能电路550a和/或560a，但是该电流也可以代表通过桥电路520a的电流。控制器590a可以被配置成基于所接收的感测信号来控制桥电路520a的开关。尽管图5a示出了控制桥电路520a的开关的控制器590a，但是控制器590a也能够控制桥电路510a的开关。
变压器540a的第一侧耦接至桥电路510a，并且变压器540a的第二侧耦接至储能电路550a。变压器544a的第一侧耦接至桥电路514a，并且变压器544a的第二侧耦接至储能电路550a。在如图5a所示的示例中，变压器540a的第二侧与变压器544a的第二侧串联耦接。从节点512a看，桥电路510a和514a并联连接。图5a示出了可以将变压器540a的第二侧的上节点耦接至储能电路550a的第一节点。变压器540a可以通过储能电路550a的第一节点耦接至电感器554a。电感器554a可以是泄漏电感器，而不是作为单个结构543a被集成在变压器542a中的分立电感器。变压器540a的第二侧的下部节点可以耦接至变压器544a的第二侧的上部节点。变压器544a的第二侧的下部节点可以耦接至储能电路550a的第二节点。变压器544a可以通过储能电路550a的第二节点耦接至电容器556a。
使用图5a所示的串-并联变压器配置或图5b所示的并-并联配置可以在低压侧的两个桥电路510a和514a之间分割(split)电流和热应力。多个谐振储能可能没有完美匹配的值，并且控制器不一定能以单个控制频率同步驱动多个谐振储能。由于这个原因，每个谐振电路和桥电路被分别或异步地驱动。然而，功率转换器500a克服了这一挑战，因为变压器540a和544a与储能电路550a和560a解耦，从而允许多个变压器和桥电路。变压器540a和544a以及桥电路510a和514a可以允许在低电压侧上分配较高的电流，同时在高电压侧上保持单个谐振储能(例如，储能电路550a和560a)以便于简单的频率调节和控制。
在诸如图2所示的功率转换器200的谐振电路中，多变压器的配置并不是简单，因为变压器240是谐振储能的一部分，因此使用多个变压器意味着具有多个谐振回路(resonanttank)。相比之下，功率转换器500a中，储能电路550a和560a两者都耦接至变压器540a的高电压侧。因此，在变压器的一侧具有储能电路550a和560a两者的另一好处是功率转换器500a可以包括多于一个的低压桥电路。
在一些示例中，变压器540a的第二侧与变压器544a的第二侧并联耦接。针对并联连接，变压器540a的第二侧的上部节点耦接至变压器544a的第二侧的上部节点，并且两个上部节点耦接至储能电路550a的电感器554a。针对并联连接，变压器540a的第二侧的下部节点耦接至变压器544a的第二侧的下部节点，并且两个下部节点耦接至储能电路550a的电容器556a。下部节点可以通过传感器532a耦接至电容器556a。
在图5b所示的示例中，功率转换器500b至少包括两个低压桥电路510b和514b。桥电路510b耦接在节点512b与变压器540b之间，并且桥电路514b耦接在节点512b与变压器544b之间。功率转换器500b还包括耦接在高压节点522b与储能电路560b之间的桥电路520b。储能电路550b和560b两者都与桥电路520b耦接在变压器540b和544b的同一侧。控制器590b可以从传感器532b和534b中的至少一个接收感测信号。传感器532b和534b被配置成感测通过储能电路550b和560b之一的电流或电压。电流可以流过储能电路550b和/或560b，但是该电流也可以代表通过桥电路520b的电流。控制器590b可以被配置成基于所接收的感测信号来控制桥电路520b的开关。
变压器540b的第一侧耦接至桥电路510b，并且变压器540b的第二侧耦接至储能电路550b。变压器544b的第一侧耦接至桥电路514b，并且变压器544b的第二侧耦接至储能电路550b。在如图5b的示例中，变压器540b的第二侧与变压器544b的第二侧并联耦接。从节点512b看，桥电路510b和514b并联连接。图5b示出了变压器540b的第二侧的上部节点可以耦接至变压器544b的第二侧的上部节点以及储能电路550b的第一节点。变压器540b和544b可以通过储能电路550b的第一节点耦接至变压器542b。电感器554b可以是作为单个结构543b被集成在变压器543b中的泄漏电感器，而不是分立电感器。变压器540b的第二侧的下部节点可以耦接至变压器544b的第二侧的下部节点以及储能电路550b的第二节点。变压器540b和544b可以通过储能电路550b的第二节点耦接至电容器556b。
图6a至图6c是根据本公开内容的一些示例的在不连续电流模式、边界模式、连续电流模式下操作的曲线图。图6a至图6c示出了三种操作模式下的整流器侧的电流波形。根据本公开内容的一些示例，图6a描绘了在dcm中的低于谐振频率的操作、图6b描绘了以边界模式的谐振频率进行的操作，并且图6c描绘了以连续传导模式(ccm)的操作。取决于能量流动方向(例如，充电模式或放电模式)，整流器侧可以是母线侧或电池侧。
图6a所示的整流器电流在低于谐振模式下是不连续的，因为电流在下一切换实例之前达到零。因此，低于谐振模式下的操作可能不会有任何二极管硬换向问题。然而，在图6c所示的上述谐振模式下，整流器在传导电流的同时被关断，因此整流器的硬换向是一个可靠性问题。针对图6b所示的处于谐振的模式，在电流达到零的瞬间整流器被关断。
在一些示例中，在时间段600a、600b和600c期间接通开关324和327，并且在时间段610a、610b和610c期间接通开关325和326。当开关324和327接通并且开关325和326被断开时，电流可以以第一方向流过储能电路360。当开关324和327断开并且开关325和326接通时，电流可以沿第二方向流过储能电路360，其中第二方向与第一方向相反。
图7是根据本公开内容的一些示例的双向谐振功率转换器的增益和切换频率的图。曲线图700包括大约100千赫兹的谐振频率、低于谐振频率720和高于谐振频率730的情况。线740a至740d示出了四个品质因数的增益和切换频率之间的关系。示例调节曲线740a至740d示出了低于谐振频率和高于谐振频率的操作。在高于谐振频率的频率处的操作意味着以连续传导模式在放电模式期间操作高压开关，其中mosfet的体二极管可能发生硬换向。为此，可以使用低反向恢复或没有反向恢复的其他开关技术，例如igbt、gan和sic。功率转换器的操作的其他示例细节可以在2012年9月的samabdel-rahman的应用说明an2012-09“resonantllcconverter：operationanddesign”中找到，其全部内容通过引用并入本文中。
图2至图5b所示的功率转换器200、300、400、500a和500b的电路拓扑结构可以在特殊的设计和控制考虑的情况下安全地与双向转换器中的硅超结mosfet作为整流器一起操作。可以将变压器和储能电路设计成以低于谐振模式在放电模式期间保持频率调节范围以避免如图8b所示的稳态操作中的硬换向。
图8a是根据本公开内容的一些示例的具有mosfet高压开关的双向功率转换器的电路图。图8b是根据本公开内容的一些示例的示出在充电模式和放电模式下的调节区域/操作的增益和切换频率的图。在低于谐振频率的切换频率下，储能电路将具有大于1的升压增益，并且开关可以在dcm下操作而在反并联体二极管上没有硬换向。在充电模式期间，功率转换器可以支持的增益范围是放电增益范围的倒数。频率调节范围可以处于用于充电模式的高于谐振的模式，其中谐振储能电路的降压增益小于1。在高于谐振模式下，桥电路820中的低压开关可以在ccm下操作，具有反并联体二极管上的硬换向。在跨桥电路810的电压水平相对低(例如，48伏)的示例中，低压开关上的硬换向可能不是问题，因为低/中压fet可能具有坚固的体二极管和低反向恢复充电。
针对具有高压电池(例如，350伏)的应用，在充电和放电模式两者中可能不允许ccm操作或高于谐振模式。在其中高压电池耦接至桥电路810的示例中，低压桥电路810中的开关可以在高电压下操作。因此，可以修改为低压电池设计的调节方案以适合高压应用。
替选地，可以通过仅在充电模式下将桥电路820操作为半桥而不是全桥来将高于谐振模式折回到低于谐振模式。图9a和图9b是根据本公开内容的一些示例的示出将桥从放电模式下的全桥切换到充电模式下的半桥的具有mosfet高压开关的双向功率转换器的电路图。如图9b所示，控制器可以闭合桥电路920的低侧开关s8并且断开高侧开关s7以断开桥电路920作为半桥电路。控制器可以被配置成通过导通第一开关并断开第二开关来将桥之一上的静态电压保持为接地参考或母线电压。将桥电路920操作为半桥电路可以施加使功率转换器900的储能电路将其增益加倍的0.5的增益因子，从而以低于谐振的升压模式进行操作。如图9b所示，电感器电流可以是dcm，并且桥电路920可以在这些条件下不经历任何硬换向。
图10a是根据本公开内容的一些示例的具有mosfet高压整流器的单向功率转换器的电路图。图10b是根据本公开内容的一些示例的示出调节区域/操作的增益和切换频率的图。在特殊的设计和控制考虑的情况下，具有高输出电压的单向功率转换器可以与硅超结mosfet一起作为整流器安全操作。如图10b所示，可以将变压器和储能电路设计成在低于谐振模式中保持频率调节范围以避免在稳态操作下进行硬换向。
本公开内容的控制器可以实施控制技术以防止在启动操作期间的硬换向，该控制技术对功率转换器的高压母线侧的电感器电流(例如，储能电路360、460、560a或560b中的电流)使用峰值电流检测和过零控制方法。启动模式控制技术可以通过在低于谐振模式下使用较低的切换频率来减少硬换向切换周期。启动模式控制技术也可以限制启动浪涌电流。启动模式可以包括第三阶段，在第三阶段中控制器以低于谐振的频率进行操作。
被配置成控制如图2至图5b、图11和图12所示的功率转换器200、300、400、500a、500b、1100和1200之一的控制器可以通过在低于谐振模式下操作来避免在图2至图5b、图11和图12中所示的高电压桥电路220、320、420、520a、520b、1120和1220之一的开关上进行硬换向。控制器可以在稳态操作中使用低于谐振模式，但是操作在启动模式期间可能对于几个切换周期是不同的，直到电压水平达到稳态点为止。控制器可以对启动模式使用特殊的控制技术，以在启动模式时可能发生的异常情况期间限制高的浪涌谐振电流并且减少二极管硬换向。
在启动模式期间，谐振电容器和输出电容器未被充电至其稳态电压水平，这可能在切换周期期间在电感器上产生不平衡电压。因此，对于桥开关的互补50％占空比的稳态控制将导致高的浪涌电感器电流。此外，开关的操作将不会根据需要包含在dcm操作中以避免硬换向。
在启动模式期间，控制器可以使用峰值电流和过零控制。控制器可以检测高压母线侧的电感电流的峰值和过零。因此，控制器可以被配置成每当感测电流达到峰值或越过零水平时切换或改变有源开关的状态。响应于检测到过零，控制器可以关闭有源开关。启动操作模式可以减少硬换向切换周期并且减少启动浪涌电流。
在一些示例中，启动操作模式可以具有三个阶段。在启动模式的第一阶段中，控制器可以使用峰值电流检测和过零检测。此外，控制器可以使激活的桥中的开关以半桥配置操作。通过将开关用作半桥，谐振电感器电流可以保持在限定的包络(envelope)内以限制高浪涌电流。在图3所示的功率转换器300的示例中，控制器390可以通过断开开关326并接通开关327来将高压桥电路320作为半桥电路操作。控制器390可以断开开关326达多于一个切换周期并且接通开关327达多于一个切换周期。在一些示例中，针对全部第一阶段和第二阶段，控制器390可以断开开关326并且接通开关327以在半桥模式下操作。
在将高压桥电路320作为半桥电路操作时，控制器390可以在第一阶段和第二阶段的切换周期期间将开关324和325切换为接通和断开。因此，在操作在半桥模式下时，开关324和325可以用作半桥电路。在操作在半桥模式下时，开关326和327之一可以作为闭路操作，而开关326和327中的另一个可以作为开路操作。即使开关326和327被布置为半桥电路(例如，开关326的负载端子耦接至开关327的负载端子)，开关326或327可以操作为与节点322或与接地节点短路。
图11和图12是根据本公开内容的一些示例的分别用于控制双向转换器和单向转换器的控制器1190和1290的概念框图。控制器1190包括两个pwm生成块：启动pwm生成器1112和稳态pwm生成器1122。模式选择块1130仅在启动模式期间将启动pwm生成器1112的输出传递给栅极驱动器1140直到桥电路1120的输出电压达到限定的阈值水平。启动模式的第一阶段和/或第二阶段将运行直到输出电压达到限定的阈值水平。在控制器1190进入第三阶段时，模式选择1130将稳态pwm生成器1122的输出传递给栅极驱动器1140。稳态pwm生成器1122可以缓慢地升高参考电压。当第三阶段在参考电压达到目标参考电压时结束时，软启动(例如，启动模式)结束。
控制器1290包括启动pwm生成器1212和稳态pwm生成器1222。模式选择块1230仅在启动模式期间将启动pwm生成器1212的输出传递给栅极驱动器1240直到桥电路1220的输出电压达到限定的阈值水平。启动模式的第一阶段和/或第二阶段将运行直到输出电压达到限定的阈值水平。在控制器1290进入第三阶段时，模式选择1230将稳态pwm生成器1222的输出传递给栅极驱动器1240。稳态pwm生成器1222可以缓慢地升高参考电压。当第三阶段在参考电压达到目标参考电压时结束时，软启动(例如，启动模式)结束。
图13是根据本公开内容的一些示例的控制器的示意性电路图。图13示出了具有启动生成电路1312和稳态生成器电路1322的控制器1390的详细模拟实现。尽管图13描绘了电路1312和1322的硬件实现，但是其他硬件配置以及电路1312和1322的软件和固件的实现也是可能的。例如，控制器1390可以包括可以存储指令的存储器，该指令使控制器1390控制桥电路处于启动模式和稳态模式。
启动生成电路1310可以在节点1315至1318处接收指示通过储能电路的电流的信号。启动生成电路1310可以包括用于检测电流是否超过阈值水平的比较器。启动生成电路1310可以包括用于检测电流是否为越过零水平的比较器。取决于阈值水平(例如，正或负)和过零的方向(例如，上升或下降)，启动生成电路1312可以将设置脉冲或复位脉冲传递至sr锁存器1314。
当在启动模式的第一阶段和第二阶段中操作时，模式选择1330和1330b可以选择启动生成电路1310的输出。因此，控制器1390可以使用来自sr锁存器1314的输出信号来在启动模式的第一阶段和第二阶段中生成pwm信号。
稳态生成电路1322可以在节点1315至1318处接收电压反馈信号。稳态生成电路1322的电压控制器可以接收电压反馈信号。电压控制器的输出可以控制vco1380以调制由vco1380生成的输出信号的频率，从而调节功率转换器的输出电压。当操作在启动模式的第三阶段中并且操作在稳态模式下时，模式选择1330a和1330b可以选择稳态生成电路1322的输出。因此，控制器1390可以使用来自vco1380的输出信号来在启动模式的第三阶段中并且在稳态模式中生成pwm信号。
图14至图16是根据本公开内容的一些示例的在启动模式的三个阶段中的操作的时序图。参照图3所示的控制器390描述了图14至图16的技术，但是其他部件例如图4、图5a、图5b和图11至图13所示的控制器490、590a、590b、1190、1290和1390可以例示类似的技术。
图14至16中的每一个都描绘了桥电路中的开关的pwm控制信号以及启动生成电路中的sr锁存器的复位信号和设置信号。图14至图16中的每一个还描绘了稳态生成电路的vco输出信号、通过储能电路的感测电流以及功率转换器的母线侧输出电压。
图14示出了启动模式的第一阶段中的操作的时序图。在图14的示例中，控制器390的启动生成电路可以被配置成使用信号1400的峰值检测和过零检测来控制桥电路320，信号1400可以指示通过储能电路350和360之一或桥电路320的电流。在时间1420处，控制器390可以通过确定信号1400超过阈值水平1414来检测信号1400中的峰值。
在图14的示例中，阈值水平1410和1414是电流或电压的正阈值水平和负阈值水平。阈值水平1410和1414可以具有相等的幅度(例如，正20安培和负20安培)。控制器390可以使用阈值水平1410和1414以用于峰值检测。当信号1400越过零水平1412时出现过零表明没有电流正在流过储能电路。控制器390可以使用零水平1412以用于过零检测。
响应于在时间1420处检测到信号1400中的峰值，控制器390可以通过使控制信号具有激活状态来切换开关324至327之一。控制器390可以通过升高控制信号的电压水平来使控制信号具有激活状态。当控制器390将具有激活的值的控制信号传递给桥电路320中的开关时，该开关接通并且传导电流。在图14的示例中，当开关接通时，信号1400的水平通常会增加。
如图14所示，响应于在时间1422处检测到信号1400中的过零，控制器390可以激活设置信号。在时间1422处，控制信号已经具有高值，因此在时间1422处的设置信号中的脉冲不切换开关。响应于在时间1424处检测到信号1400中的过零，控制器390可以激活复位信号。在时间1424处的复位信号中的脉冲可以通过断开开关来切换开关从而使控制信号具有非激活值。
在一些示例中，控制器390可以使用阈值水平1410来切换桥电路320的第一开关，并且控制器390可以使用阈值水平1414来切换桥电路320的第二开关。例如，控制器390可以在时间1426处的第一实例中确定信号1400大于阈值水平1410，并且作为响应，切换桥电路320的第一开关。控制器390可以在时间1420处的第二实例中确定信号1400小于阈值水平1414，并且作为响应，切换桥电路320的第二开关。
控制器390可以被配置成响应于确定信号1400小于阈值水平1414(例如，在时间1420处)或者响应于确定信号1400从负幅度至正幅度越过零水平1422(例如，在时间1422处)来接通桥电路320的开关。控制器390可以被配置成响应于确定信号1400大于阈值水平1410(例如，在时间1426处)或者响应于确定信号1400从正幅度至负幅度越过零水平1422(例如，在时间1424处)而断开开关。因此，控制器390可以响应于确定信号1400在第一方向上越过零水平1422而接通开关，并且可以响应于确定信号1400在第二方向上越过零水平1422而断开开关。
在第一阶段期间，每当达到电流限制(例如，检测到峰值)时，就发生硬换向。对于电感器电流未超过阈值水平的切换周期，控制器将使用过零检测来切换切换状态，并且可能不发生硬换向。因此，第一阶段具有峰值电流切换和零电流切换的组合。
在启动模式的第一阶段期间，功率转换器的输出电压1430将升高。在图14的示例中，输出电压1430可以从25伏升高到30伏。电感器电流波形可能从几乎线性的段缓慢改变为正弦形。一旦电容器电压达到一定值，就发生信号1400从线性波形至正弦波形的变化。此外，随着谐振电感器与电容器更多的谐振，在某个点处的电感器电流(由信号1400指示)将以更加正弦的方式表现。当信号1400不再超过每个切换周期的峰值检测的阈值水平时，控制器可以开始启动模式的第二阶段。在一些示例中，控制器可以被配置成在第一阶段中操作的同时响应于确定信号1400没有超过阈值1410和/或1414已达预定数量的切换周期而启动第二阶段。预定数量的切换周期可以是1、2、3、5或10个切换周期。
图15示出了启动模式的第二阶段中的操作的时序图。在图15的示例中，控制器390的启动生成电路可以被配置成使用信号1500的过零检测来控制桥电路320，该信号1500可以指示通过桥电路320或储能电路350和360之一的电流。当信号1500越过零水平1512时出现过零表明电流没有流过储能电路。
响应于在时间1520和1524处检测到信号1500从正幅度向负幅度的过零，控制器390可以激活复位信号。在时间1520和1524处的复位信号中的脉冲可以通过断开开关切换开关来使控制信号具有非激活(inactive)值。响应于在时间1522和1526处检测到信号1500从负幅度向正幅度的过零，控制器390可以激活复位信号。在时间1522和1526处的设置信号中的脉冲可以通过接通开关切换开关来使控制信号具有非激活值。
在启动模式的第二阶段期间，操作可以与第一阶段不同。当电感器和电容器正在谐振时并且当电感器电流并未达到峰值电流限制时，控制器可以开始第二阶段。控制器可以被配置成在第二阶段期间的每个过零处切换开关。过零检测可以允许自动跟踪谐振周期，使得在第二阶段中可能不发生硬换向。第二阶段中的切换频率可以由控制器执行过零检测或频率跟踪而产生。控制器可以在第二阶段中操作达定时的时段或者直到输出电压1530达到阈值水平，此时控制器可以开始第三阶段。在图15的示例中，输出电压1530可以是大约200伏。
图16示出了启动模式的第三阶段中的操作的时序图。在图16的示例中，控制器390的启动生成电路可以被配置成使用dcm来控制桥电路320。在dcm中操作时，控制器390可以以小于谐振频率的切换频率操作。因此，在图16的示例中，在控制器390切换桥电路320的开关之前的每个切换周期期间，信号1600返回至零水平1612。
在第三阶段中，控制器390可以基于vco信号生成控制信号。控制器390可以响应于vco信号中的上升沿而在时间1620处接通高侧开关。控制器390通过接通高侧开关将电力传送至储能电路360。控制器390可以响应于vco信号的下降沿而在时间1622处接通低侧开关。
控制器可以确定指示在启动模式的第二阶段结束时的电压和切换周期的信息。控制器可以在启动模式的第三阶段中使用该信息来设置比例积分微分(pid)控制器的初始条件。在第三阶段中，控制器可以在将参考电压缓慢升高到所需的参考电压的同时在闭环频率调节中运行。在图16的示例中，输出电压1630可以是大约200伏。
图17是根据本公开内容的一些示例的示出通过储能电路的电流和高侧电压的时序图。图17示出了在启动模式的三个阶段以及在稳态操作模式期间的电流和电压。
图18是示出根据本公开内容的一些示例的用于以启动模式控制桥电路的示例技术的流程图。参照图3所示的控制器390描述了图18的技术，但是其他部件例如图4、图5a、图5b和图11至图13所示的控制器490、590a、590b、1190、1290和1390可以例示类似的技术。
在图18的示例中，当在启动模式的第一阶段中操作时，控制器390使用通过储能电路350或360的电流的峰值检测和过零检测来控制桥电路320(1800)。控制器390可以被配置成从传感器332或334接收指示通过储能电路350或360的电流的感测信号。
当功率转换器300和/或控制器390通电时，控制器390可以使启动模式的第一阶段开始。第一阶段开始的另一可能的触发事件是将能源或负载耦接至节点312或节点322。当通过储能电路350或360的电流不再超过阈值水平时，控制器390可以使第一阶段结束并且使第二阶段开始。在一些示例中，当电流在一定数量的连续切换周期中未超过阈值水平时，控制器390将开始第二阶段。
在图18的示例中，在启动模式的第一阶段之后的第二阶段中操作时，控制器390使用过零检测来控制桥电路320(1802)。当节点322处的电压水平超过阈值水平时，控制器390可以结束第二阶段，其中阈值水平大于100伏、200伏、300伏或400伏。附加地或替选地，控制器390可以响应于确定自开始第二阶段以来已经逝去预定持续时间而结束第二阶段。预定持续时间可以是1毫秒、2毫秒或5毫秒。
在图18的示例中，控制器390在启动模式的第二阶段之后的第三阶段中操作时使用电流的dcm来控制桥电路320(1804)。控制器390可以被配置成以小于储能电路350和/或储能电路360的谐振频率的切换频率控制桥电路320。控制器390可以使用vco信号来切换桥电路320中的开关。vco的频率可以小于储能电路350和/或储能电路360的谐振频率。
控制器390可以基于在第二阶段结束时的功率转换器300的参数来确定第三阶段的初始条件。第三阶段的初始条件可以包括由控制器390传递给开关324至327的控制信号的切换频率。在第二阶段结束时的功率转换器300的参数可以包括功率转换器300中的节点322和/或任何其他节点处的电压水平和/或电流，这些参数包括由传感器332和334感测到的信号。参数还可以包括由控制器390传递给开关324至327的控制信号的切换频率和占空比。
控制器390可以被配置成在第二阶段结束时(例如，在第二阶段的最后100个切换周期期间)确定参数。附加地或替选地，控制器390可以被配置成在第三阶段的开始(例如，在第三阶段的头100个切换周期期间)确定参数。控制器390可以使用所确定的参数来确定第三阶段的初始条件。
尽管本文中在功率转换器300和控制器390的背景下描述了图18的示例过程，但是图18的示例过程可以用于包括图2至图5b、图9、图12和图13所示的功率转换器200、300、400、500a、500b、900、1100和1200的任何谐振功率转换器电路。控制器可以使用图18的示例过程来控制单向功率转换器或双向功率转换器。控制器可以使用图18的示例过程来控制功率转换器的开关，其中开关可以包括mosfet、任何其他类型的fet、igbt和/或任何其他类型的开关。该示例过程可以用于控制包括硅、gan、sic和/或任何其他材料的开关的操作。
图19是示出根据本公开内容的一些示例的用于组装功率转换器的示例技术的流程图。参照图3所示的功率转换器300描述了图19的技术，但是其他部件例如图4、图5a、图5b、图9和图11所示的功率转换器400、500a、500b、900和1100可以例示类似的技术。
在图19的示例中，变压器340的第一侧(例如，“电池侧”)耦接至桥电路310(1900)。变压器340的第一侧上的第一节点可以耦接至桥电路310的第一半桥电路的中间节点。桥电路310的第一半桥电路包括开关314和315。变压器340的第一侧上的第二节点可以耦接至桥电路310的第二半桥电路的中间节点。桥电路310的第一半桥电路包括开关316和317。
在图19的示例中，变压器340的第二侧(例如，“母线侧”)耦接至储能电路350(1902)。变压器340的第二侧上的第一节点可以耦接至储能电路350的电感器354。变压器340的第二侧上的第二节点可以耦接至传感器332和/或储能电路350的电容器356。在一些示例中，电容器356可以与电感器354串联耦接在变压器340与电感器352之间。
在图19的示例中，储能电路350耦接至储能电路360(1904)。储能电路350和360可以共享电感器352，使得电感器352用作储能电路350和360两者的电感。在一些示例中，电感器352可以由第二变压器(例如，参见图4、图5a和图5b所示的变压器442、542a和542b)代替。在储能电路350和360之间的第一节点处，储能电路350的电感器354可以耦接至储能电路360的电感器364并耦接至电感器352。在储能电路350和360之间的第二节点处，储能电路350的电容器356可以通过传感器334耦接至储能电路360的电容器366并耦接至电感器352。
在图19的示例中，储能电路360耦接至桥电路320(1906)。在储能电路360与桥电路320之间的第一节点处，电感器364可以耦接至桥电路320的第一半桥电路的中间节点。桥电路320的第一半桥电路包括开关324和325。在储能电路360与桥电路320之间的第二节点处，电容器366可以耦接至桥电路320的第二半桥电路的中间节点。桥电路320的第一半桥电路包括开关326和327。
可以以下方式组装桥电路320。高侧开关324可以耦接在高侧电源(例如，节点322)与桥电路320的第一中间节点之间。低侧开关325可以耦接在低侧电源(例如，接地)与桥电路320的第一中间节点之间。桥电路320的第一中间节点可以耦接至电感器364。高侧开关326可以耦接在高侧电源与桥电路320的第二中间节点之间。低侧开关327可以耦接在低侧电源与桥电路320的第二中间节点之间。桥电路320的第二中间节点可以耦接至电感器366。
通过将储能电路350和360布置在功率转换器300的母线侧，与功率转换器300的电池侧的rms电流相比，通过电容器356和366的rms电流更低。将储能电路350或360布置在变压器340的电池侧上可能承受更高的温度并且可能具有更高的功率损耗。由于更高的功率损耗，针对更高的rms电流设计电容器可能引起选择受限、高成本和低效率的问题。
可以使用用于桥电路310和320的包括mosfet、任何其他类型的fet和igbt的任何类型的开关来组装功率转换器300。可以使用具有包括硅、gan、sic或任何其他材料的任何材料的开关来组装功率转换器300。
以下编号示例说明了本公开内容的一个或更多个方面。
示例1.一种方法，包括：在启动模式的第一阶段中操作时使用通过耦接到桥电路的储能电路的电流的峰值检测和过零检测来控制桥电路。该方法还包括在启动模式的第一阶段之后的第二阶段中操作时使用过零检测来控制桥电路。该方法还包括在启动模式的第二阶段之后的第三阶段中操作时使用电流的不连续电流模式来控制桥电路。
示例2.根据示例1的方法，还包括：在启动模式的第三阶段之后以稳态模式操作时使用软切换来控制桥电路。
示例3.根据示例1至2的任意组合的方法，当在第一阶段中操作时使用峰值检测来控制桥电路包括确定信号超过阈值水平并且响应于确定信号超过阈值水平来切换桥电路的开关。
示例4.根据示例1至3的任意组合的方法，确定信号超过阈值水平包括：在第一实例中确定信号大于正阈值水平，并且切换桥电路的开关包括：响应于确定信号大于正阈值水平而切换桥电路的第一开关。
示例5.根据示例1至4的任意组合的方法，确定信号超过阈值水平包括：确定信号小于负阈值水平，并且切换桥电路的开关包括：响应于确定信号小于负阈值水平而切换桥电路的第二开关。
示例6.根据示例1至5的任意组合的方法，当在第一阶段中操作时和当在第二阶段中操作时使用过零检测来控制桥电路包括：确定信号已越过零水平并且响应于确定信号已越过零水平来切换桥电路的开关。
示例7.根据示例1至6的任意组合的方法，还包括：当在第一阶段中操作时将桥电路的低侧开关接通多于一个切换周期，而当在第一阶段中操作时将桥电路的高侧开关断开多于一个切换周期，其中，高侧开关的负载端子耦接至低侧开关的负载端子。
示例8.根据示例1至7的任意组合的方法，其中，桥电路耦接至储能电路，该方法还包括：在第三阶段中操作时，以小于储能电路的谐振频率的切换频率控制桥电路的开关。
示例9.根据示例1至8的任意组合的方法，还包括：当在第一阶段中操作时，确定信号未超过阈值水平达预定数量的切换周期，并且响应于当在第一阶段中操作时确定信号未超过阈值水平达预定数量的切换周期而启动第二阶段。
示例10.根据示例1至9的任意组合的方法，还包括：当在第二阶段中操作时，确定自启动第二阶段以来已经过去预定持续时间，以及响应于确定自启动第二阶段以来已经过去预定时间段而启动第三阶段。
示例11.根据示例1至10的任意组合的方法，还包括：当在第二阶段中操作时，确定桥电路的输出电压大于阈值水平，以及响应于当在第二阶段中操作时确定输出电压大于阈值水平而启动第三阶段。
示例12.根据示例1至11的任意组合的方法，当在第二阶段中操作时控制桥电路包括：以耦接至桥电路的储能电路的谐振频率切换桥电路。
示例13.根据示例1至12的任意组合的方法，还包括：确定第二阶段结束时或第三阶段开始时的输出电压、确定第二阶段结束时或第三阶段开始时的切换频率，以及基于输出电压和切换频率确定第三阶段的初始条件。
示例14.根据示例1至13的任意组合的方法，还包括：在第三阶段中操作时，确定桥电路的输出电压达到目标电压，以及响应于确定在第三阶段期间输出电压达到目标电压而启动稳态模式。
示例15.一种控制器，其被配置成控制桥电路并且包括启动生成电路，其被配置成在启动模式的第一阶段中操作时，使用通过耦接到桥电路的储能电路的电流的峰值检测以及过零检测来控制桥电路。启动生成电路还被配置成在启动模式的第一阶段之后的第二阶段中操作时使用过零检测来控制桥电路。启动生成电路还被配置成在启动模式的第二阶段之后的第三阶段中操作时使用电流的不连续电流模式来控制桥电路。控制器还包括：在启动模式的第三阶段之后以稳态模式操作时使用软切换来控制桥电路。
示例16.根据示例15的控制器，启动生成电路被配置成至少部分地通过确定信号超过阈值水平并且响应于确定信号超过阈值水平来切换桥电路的开关从而当在第一阶段中操作时使用峰值检测来控制桥电路。
示例17.根据示例15至16的任意组合的控制器，启动生成电路被配置成：至少部分通过确定在第一实例中信号大于正阈值水平来确定信号超过阈值水平，其中，控制器被配置成：至少部分地通过响应于确定信号大于正阈值水平而切换桥电路的第一开关来切换桥电路的开关。
示例18.根据示例15至17的任意组合的控制器，启动生成电路被配置成：至少部分通过确定信号小于负阈值水平而确定信号超过阈值水平，其中，控制器被配置成：至少部分通过响应于确定信号小于负阈值水平而切换桥电路的第二开关来切换桥电路的开关。
示例19.根据示例15至18的任意组合的控制器，启动生成电路被配置成至少部分通过确定信号越过零水平并且响应于确定信号越过零水平而切换桥电路的开关来当在第一阶段中操作时和当在第二阶段中操作时使用过零检测来控制桥电路。
示例20.根据示例15至19的任意组合的控制器，启动生成电路还被配置成：当在第一阶段中操作时，将桥电路的低侧开关接通多于一个切换周期，以及当在第一阶段中操作时，将桥电路的高侧开关断开多于一个切换周期。高侧开关的负载端子耦接至低侧开关的负载端子。
示例21.根据示例15至20的任意组合的控制器，桥电路耦接至储能电路，并且启动生成电路还被配置成在第三阶段中操作时，以小于储能电路的谐振频率的切换频率控制桥电路的开关。
示例22.根据示例15至21的任意组合的控制器，启动生成电路还被配置成：当在第一阶段中操作时，确定信号未超过阈值水平达预定数量的切换周期，以及响应于当在第一阶段中操作时确定信号未超过阈值水平达预定数量的切换周期而启动第二阶段。
示例23.根据示例15至22的任意组合的控制器，启动生成电路被配置成：当在第二阶段中操作时，确定自启动第二阶段以来已经过去预定持续时间，以及响应于确定自启动第二阶段以来已经过去预定持续时间而启动第三阶段。
示例24.根据示例15至23的任意组合的控制器，启动生成电路还被配置成：当在第二阶段中操作时，确定桥电路的输出电压大于阈值水平，以及响应于当在第二阶段中操作时确定输出电压大于阈值水平而启动第三阶段。
示例25.根据示例15至24的任意组合的控制器，启动生成电路被配置成至少部分通过以耦接至桥电路的储能电路的谐振频率切换桥电路来当在第二阶段中操作时控制桥电路。
示例26.根据示例15至25的任意组合的控制器，其中，启动生成电路还被配置成确定第二阶段结束时或第三阶段开始时的输出电压、确定第二阶段结束时或第三阶段开始时的切换频率，以及基于输出电压和切换频率确定第三阶段的初始条件。
示例27.根据示例15至26的任意组合的控制器，其中，启动生成电路还被配置成：在第三阶段中操作时，确定桥电路的输出电压达到目标电压并且响应于在第三阶段期间确定输出电压达到目标电压而启动稳态模式。
示例28.一种包括其上存储有可执行指令的计算机可读介质的设备，该可执行指令被配置成能够由处理电路执行以使处理电路在启动模式的第一阶段中操作时，使用通过储能电路的电压或电流的峰值检测和过零检测来控制桥电路。指令还使处理电路在启动模式的第一阶段之后的第二阶段中操作时使用过零检测来控制桥电路。指令还使处理电路在启动模式的第二阶段之后的第三阶段中操作时，使用不连续电流模式来控制桥电路。
示例29.根据示例28的任意组合的设备，其中，指令还使处理电路执行根据示例1至14或其任何组合所述的方法。
示例30.一种功率转换器，包括第一桥电路、第二桥电路和变压器，其中，变压器的第一侧耦接至第一桥电路。功率转换器还包括第一lc储能电路，其耦接至变压器的第二侧；以及第二lc储能电路，其耦接至第一lc储能电路并且耦接至第二桥电路。
示例31.根据示例30的功率转换器，变压器是第一变压器，谐振模式转换器电路还包括第二变压器，其中第二变压器的第一侧包括第一lc储能电路的电感，并且第二变压器的第二侧包括第二lc储能电路的电感。
示例32.根据示例30至31的任意组合的功率转换器，其中，第一lc储能电路包括第一电容器，其耦接在第一变压器的第二侧与第二变压器的第一侧之间；以及第一电感器，其耦接在第一变压器的第二侧与第二变压器的第一侧之间。
示例33.根据示例30至32的任意组合的功率转换器，其中，第二lc储能电路包括：第二电容器，其耦接在第二变压器的第二侧与第二桥电路之间；以及第二电感器，其耦接在第二变压器的第二侧与第二桥电路之间。
示例34.根据示例30至33的任意组合的功率转换器，其中，第二变压器的匝数比为1。
示例35.根据示例30至34的任意组合的功率转换器，其中，第二桥电路包括：第一高侧开关，其耦接在高侧电源与变压器的第一侧上的第一节点之间；第一低侧开关，其耦接在变压器的第一侧上的第一节点与低侧电源之间；第二高侧开关，其耦接在高侧电源与变压器的第一侧上的第二节点之间；以及第二低侧开关，其耦接在变压器的第一侧上的第二节点与低侧电源之间。
示例36.根据示例30至35的任意组合的功率转换器，其中，第二桥电路包括开关，该开关包括氮化镓或碳化硅开关中的至少一个。
示例37.根据示例30至36的任意组合的功率转换器，其中，第二桥电路包括金属氧化物半导体场效应晶体管或绝缘栅双极晶体管中的至少一个。
示例38.根据示例30至37的任意组合的功率转换器，其中，变压器是第一变压器，其中，功率转换器还包括第三桥电路和第二变压器。第二变压器的第一侧耦接至第三桥电路，并且第一变压器的第二侧耦接至第二变压器的第二侧。
示例39.根据示例30至38的任意组合的功率转换器，其中，第一变压器的第二侧与第二变压器的第二侧并联耦接。
示例40.根据示例30至39的任意组合的功率转换器，其中，第一变压器的第二侧上的第一节点耦接至在第二变压器的第二侧上的第一节点。
示例41.根据示例30至40的任意组合的功率转换器，其中，第一变压器的第二侧上的第二节点耦接至第二变压器的第二侧上的第二节点。
示例42.根据示例30至41的任意组合的功率转换器，其中，第一变压器的第二侧与第二变压器的第二侧并联耦接。
示例43.根据示例30至42的任意组合的功率转换器，其中，第一变压器的第二侧上的第一节点耦接至第一lc储能电路的第一节点，其中，第一变压器的第二侧上的第二节点耦接至第二变压器的第二侧上的第一节点，并且其中，第二变压器的第二侧上的第二节点耦接至第一lc储能电路的第二节点。
示例44.根据示例30至43的任意组合的功率转换器，还包括控制器，其被配置成执行根据示例1至14或其任何组合所述的方法。
示例45.一种用于组装功率转换器的方法，该方法包括：将功率转换器的变压器的第一侧耦接至功率转换器的第一桥电路。该方法还包括将变压器的第二侧耦接至功率转换器的第一电感器电容器(lc)谐振电路。该方法还包括：将第一lc储能电路耦接至第二lc储能电路；以及将第二lc储能电路耦接至第二桥电路。
示例46.根据示例46的方法，还包括：将第一lc储能电路耦接至第二变压器的第一侧。
示例47.根据示例45至46的任意组合的方法，还包括：将第二lc储能电路耦接至第二变压器的第二侧。
示例48.根据示例45至47的任意组合的方法，还包括：将第二变压器的第一侧耦接至第三桥电路。
示例49.根据示例45至48的任意组合的方法，还包括：将第二变压器的第二侧耦接至第一lc储能电路。
本公开内容已经将功能归因于控制器290、390、490、590a、590b、1190、1290和1390。控制器290、390、490、590a、590b、1190、1290和1390可以包括一个或更多个处理器。控制器290、390、490、590a、590b、1190、1290和1390可以包括集成电路、分立逻辑电路、模拟电路的任何组合，例如一个或更多个微处理器、dsp、asic或fpga。在一些示例中，控制器290、390、490、590a、590b、1190、1290和1390可以包括多个部件，诸如一个或更多个微处理器、一个或更多个dsp、一个或更多个asic或一个或更多个fpga的任何组合以及其他分立逻辑电路或集成逻辑电路和/或模拟电路。
本公开内容中描述的技术还可以在包括非暂态计算机可读存储介质的制品中被体现或编码。示例性非暂态计算机可读存储介质可以包括ram、rom、可编程rom(prom)、可擦除可编程rom(eprom)、电可擦除可编程rom(eeprom)、闪速存储器、硬盘、压缩光盘rom(cd-rom)、软盘、盒式磁带、磁介质、光学介质或任何其他计算机可读存储设备或有形计算机可读介质。术语“非暂态”可以指示存储介质没有被体现在载波或传播信号中。在某些示例中，非暂态存储介质可以存储能够随时间变化(例如，在ram或高速缓存中)的数据。
已经描述本公开内容的各种示例。考虑了所描述的系统、操作或功能的任何组合。这些示例和其他示例在所附权利要求书的范围内。
以下方案也在本公开的范围内。
1.一种控制器，所述控制器被配置成控制桥电路，所述控制器包括：
启动生成电路，其被配置成：
在启动模式的第一阶段中操作时，使用指示通过与所述桥电路耦接的储能电路的电流的信号的峰值检测和过零检测来控制所述桥电路；
在所述启动模式的第一阶段之后的第二阶段中操作时，使用所述过零检测来控制所述桥电路；以及
在所述启动模式的第二阶段之后的第三阶段中操作时，使用所述电流的不连续电流模式控制所述桥电路；
稳态生成电路，其被配置成在所述启动模式的第三阶段之后以稳态模式操作时，使用软切换控制所述桥电路。
2.根据1所述的控制器，其中，所述启动生成电路被配置成至少部分通过以下方式来在所述第一阶段中操作时使用所述峰值检测来控制所述桥电路：
确定所述信号超过阈值水平；以及
响应于确定所述信号超过所述阈值水平而切换所述桥电路的开关。
3.根据2所述的控制器，其中，所述启动生成电路被配置成至少部分地通过以下方式来确定所述信号超过所述阈值水平：
确定在第一实例中所述信号大于正阈值水平，其中，所述控制器被配置成：至少部分通过响应于确定所述信号大于所述正阈值水平而切换所述桥电路的第一开关来切换所述桥电路的开关；以及
确定所述信号小于负阈值水平，其中，所述控制器被配置成：至少部分通过响应于确定所述信号小于负阈值水平而切换所述桥电路的第二开关来切换所述桥电路的开关。
4.根据1所述的控制器，其中，所述启动生成电路被配置成至少部分通过以下方式在所述第一阶段中操作时以及在所述第二阶段中操作时使用所述过零检测来控制所述桥电路：
确定所述信号越过零水平；以及
响应于确定所述信号越过所述零水平而切换所述桥电路的开关。
5.根据1所述的控制器，其中，所述启动生成电路还被配置成：
当在所述第一阶段中操作时，接通所述桥电路的低侧开关达多于一个切换周期；以及
当在所述第一阶段中操作时，断开所述桥电路的高侧开关达多于一个切换周期，
其中，所述高侧开关的负载端子耦接至所述低侧开关的负载端子。
6.根据1所述的控制器，
其中，所述桥电路耦接到储能电路，并且
其中，所述启动生成电路还被配置成在所述第三阶段中操作时，以小于所述储能电路的谐振频率的切换频率控制所述桥电路的开关。
7.根据1所述的控制器，其中，所述启动生成电路还被配置成：
当在所述第一阶段中操作时，确定所述信号未超过阈值水平已达在预定数量的切换周期；以及
响应于确定在所述第一阶段中操作时所述信号未超过所述阈值水平已达所述预定数量的切换周期而启动第二阶段。
8.根据1所述的控制器，其中，所述启动生成电路还被配置成：
当在所述第二阶段中操作时，确定自启动所述第二阶段以来已经逝去预定持续时间；以及
响应于确定自启动所述第二阶段以来已经逝去所述预定持续时间而启动所述第三阶段。
9.根据1所述的控制器，其中，所述启动生成电路还被配置成：
当在所述第二阶段中操作时，确定所述桥电路的输出电压大于阈值水平；以及
响应于确定在所述第二阶段中操作时所述输出电压大于所述阈值水平而启动所述第三阶段。
10.根据1所述的控制器，其中，所述启动生成电路被配置成至少部分通过以耦接至所述桥电路的储能电路的谐振频率切换所述桥电路来当在所述第二阶段中操作时控制所述桥电路。
11.根据1所述的控制器，其中，所述启动生成电路还被配置成：
确定所述第二阶段结束时或所述第三阶段开始时的输出电压；
确定所述第二阶段结束时或所述第三阶段开始时的切换频率；以及
基于所述输出电压和所述切换频率确定所述第三阶段的初始条件。
12.根据1所述的控制器，其中，所述启动生成电路还被配置成：
在所述第三阶段中操作时，确定所述桥电路的输出电压已达到目标电压；以及
响应于确定在所述第三阶段中所述输出电压已达到所述目标电压而启动所述稳态模式。
13.一种方法，包括：
在启动模式的第一阶段中操作时，使用指示通过与所述桥电路耦接的储能电路的电流的信号的峰值检测和过零检测来控制桥电路；
在所述启动模式的第一阶段之后的第二阶段中操作时，使用所述过零检测控制所述桥电路；以及
在所述启动模式的第二阶段之后的第三阶段中操作时，使用所述电流的不连续电流模式控制所述桥电路。
14.根据13所述的方法，还包括：
当在所述第一阶段中操作时，接通所述桥电路的低侧开关多于一个切换周期；以及
当在所述第一阶段中操作时，断开所述桥电路的高侧开关多于一个切换周期，
其中，所述高侧开关的负载端子耦接至所述低侧开关的负载端子。
15.根据13所述的方法，还包括：
当在所述第一阶段中操作时，确定所述信号未超过阈值水平达预定数量的切换周期；以及
响应于在所述第一阶段操作时确定所述信号未超过所述阈值水平达所述预定数量的切换周期而启动所述第二阶段。
16.根据13所述的方法，还包括：
当在所述第二阶段中操作时，确定自启动所述第二阶段以来已经逝去预定持续时间；以及
响应于确定自启动所述第二阶段以来已经逝去所述预定持续时间而启动所述第三阶段。
17.一种包括其上存储有可执行指令的计算机可读介质的设备，所述可执行指令被配置成能够由处理电路执行以使所述处理电路：
在启动模式的第一阶段中操作时，使用指示通过所述储能电路的电压或电流的峰值检测和过零检测来控制所述桥电路；
在所述启动模式的第一阶段之后的第二阶段中操作时，使用所述过零检测来控制所述桥电路；以及
在所述启动模式的第二阶段之后的第三阶段中操作时，使用不连续电流模式控制所述桥电路。
18.根据17所述的设备，其中，所述指令被配置成使所述处理电路至少部分通过以下方式来控制所述桥电路的开关作为半桥电路操作：
接通所述桥电路的低侧开关大于所述第一阶段的一个切换周期；以及
断开所述桥电路的高侧开关大于所述第一阶段的一个切换周期，
其中，所述高侧开关的负载端子耦接至所述低侧开关的负载端子。
19.根据17所述的设备，其中，所述指令还被配置成使所述处理电路：
当在所述第一阶段中操作时，确定所述信号未超过阈值水平已达预定数量的切换周期；以及
响应于当在所述第一阶段中操作时确定所述信号未超过所述阈值水平已达预定数量的切换周期而启动所述第二阶段。
20.根据17所述的设备，其中，所述指令还被配置成使所述处理电路：
当在所述第二阶段中操作时，确定自启动所述第二阶段以来已经逝去预定持续时间；以及
响应于确定自启动所述第二阶段以来已经逝去所述预定持续时间而启动所述第三阶段。
1.一种功率转换器，包括：
第一桥电路；
第二桥电路：
变压器，其中，所述变压器的第一侧耦接至所述第一桥电路；
第一电感器电容器lc储能电路，其耦接至所述变压器的第二侧；以及
第二lc储能电路，其耦接至所述第一lc储能电路并且耦接至所述第二桥电路。
2.根据权利要求1所述的功率转换器，其中，所述变压器是第一变压器，所述谐振模式转换器电路还包括第二变压器，
其中，所述第二变压器的第一侧包括所述第一lc储能电路的电感，以及
其中，所述第二变压器的第二侧包括所述第二lc储能电路的电感。
3.根据权利要求2所述的功率转换器，
其中，所述第一lc储能电路包括：
第一电容器，其耦接在所述第一变压器的第二侧与所述第二变压器的第一侧之间；以及
第一电感器，其耦接在所述第一变压器的第二侧与所述第二变压器的第一侧之间；以及
其中，所述第二lc储能电路包括：
第二电容器，其耦接在所述第二变压器的第二侧与所述第二桥电路之间；以及
第二电感器，其耦接在所述第二变压器的第二侧与所述第二桥电路之间。
4.根据权利要求2所述的功率转换器，其中，所述第二变压器的匝数比为一。
5.根据权利要求1所述的功率转换器，其中，所述第二桥电路包括：
第一高侧开关，其耦接在高侧电源与所述变压器的第一侧上的第一节点之间；
第一低侧开关，其耦接在所述变压器的第一侧上的第一节点与低侧电源之间；
第二高侧开关，其耦接在所述高侧电源与所述变压器的第一侧上的第二节点之间；以及
第二低侧开关，其耦接在所述变压器的第一侧上的第二节点与所述低侧电源之间。
6.根据权利要求1所述的功率转换器，其中，所述第二桥电路包括开关，所述开关包括氮化镓或碳化硅开关中的至少一个。
7.根据权利要求1所述的功率转换器，其中，所述第二桥电路包括金属氧化物半导体场效应晶体管或绝缘栅双极晶体管中的至少一个。
8.根据权利要求1所述的功率转换器，其中，所述变压器是第一变压器，其中，所述功率转换器还包括：
第三桥电路；以及
第二变压器，其中，所述第二变压器的第一侧耦接至所述第三桥电路，并且其中，所述第一变压器的第二侧耦接至所述第二变压器的第二侧。
9.根据权利要求8的所述功率转换器，其中，所述第一变压器的第二侧与所述第二变压器的第二侧并联耦接。
10.根据权利要求9所述的功率转换器，
其中，所述第一变压器的第二侧上的第一节点耦接至所述第二变压器的第二侧上的第一节点；以及
其中，所述第一变压器的第二侧上的第二节点耦接至所述第二变压器的第二侧上的第二节点。
11.根据权利要求8所述的功率转换器，其中，所述第一变压器的第二侧与所述第二变压器的第二侧串联耦接。
12.根据权利要求11所述的功率转换器，
其中，所述第一变压器的第二侧上的第一节点耦接至所述第一lc储能电路的第一节点；
其中，所述第一变压器的第二侧上的第二节点耦接至所述第二变压器的第二侧上的第一节点；以及
其中，所述第二变压器的第二侧上的第二节点耦接至所述第一lc储能电路的第二节点。
13.根据权利要求1所述的功率转换器，还包括控制器，所述控制器被配置成：
接收指示通过所述第一lc储能电路的电流或通过所述第二lc储能电路的电流的信号；
当在启动模式的第一阶段中操作时，使用所述信号的峰值检测和过零检测来控制所述第二桥电路；
当在所述启动模式的所述第一阶段之后的第二阶段中操作时，使用所述过零检测来控制所述第二桥电路；以及
当在所述启动模式的所述第二阶段之后的第三阶段中操作时，使用所述信号的不连续电流模式来控制所述第二桥电路。
14.根据权利要求13所述的功率转换器，其中，所述控制器还被配置成：
当在所述第一阶段中操作时，接通所述桥电路的低侧开关达多于一个切换周期；以及
当在所述第一阶段中操作时，断开所述桥电路的高侧开关达多于一个切换周期，
其中，所述高侧开关的负载端子耦接至所述低侧开关的负载端子。
15.根据权利要求13所述的功率转换器，其中，所述控制器还被配置成：
当在所述第一阶段中操作时，确定所述信号未超过阈值水平已达预定数量的切换周期；以及
响应于确定在第所述一阶段中操作时所述信号未超过所述阈值水平已达所述预定数量的切换周期而启动所述第二阶段。
16.根据权利要求13所述的功率转换器，其中，所述控制器还被配置成：
当在所述第二阶段中操作时，确定自启动所述第二阶段以来已经逝去预定持续时间；以及
响应于确定自启动所述第二阶段以来已经逝去所述预定持续时间而启动所述第三阶段。
17.一种用于装配功率转换器的方法，所述方法包括：
将所述功率转换器的变压器的第一侧耦接至所述功率转换器的第一桥电路；
将所述变压器的第二侧耦接至所述功率转换器的第一电感器电容器lc储能电路；
将所述第一lc储能电路耦接至第二lc储能电路；以及
将所述第二lc储能电路耦接至第二桥电路。
18.根据权利要求17所述的方法，还包括：
将所述第一lc储能电路耦接至第二变压器的第一侧；以及
将所述第二lc储能电路耦接至所述第二变压器的第二侧。
19.一种功率转换器包括：
第一桥电路；
第二桥电路：
第三桥电路；
第一变压器，其中，所述第一变压器的第一侧耦接至所述第一桥电路；
第二变压器，其中，所述第二变压器的第一侧耦接至所述第三桥电路；
第一电感器电容器lc储能电路，其耦接至所述第一变压器的第二侧并且耦接至所述第二变压器的第二侧；
第三变压器，其中，所述第三变压器的第一侧耦接至所述第一lc储能电路；以及
第二lc储能电路，其耦接至所述第三变压器并且耦接至所述第二桥电路。
20.根据权利要求19所述的功率转换器，
其中，所述第一变压器的第二侧上的第一节点耦接至所述第一lc储能电路的第一节点；
其中，所述第一变压器的第二侧上的第二节点耦接至所述第二变压器的第二侧上的第一节点；以及
其中，所述第二变压器的第二侧上的第二节点耦接至所述第一lc储能电路的第二节点。
技术总结