本发明涉及电力电子技术技术领域，尤其涉及全桥llc直流充电装置及其设计方法。
背景技术：
目前电力电子技术已经发展到了很高的技术水平，在许多实际应用中，要求功率转换电路需要输出较宽的电压范围。
为了进一步提高能量利用效率，通过减小mosfet开关管电压和电流在开通及关断过程中的交叠区来减小开关损耗，其实现方法可分为零电流开关(zcs)和零电压开关(zvs)。在直流充电系统中，llc拓扑结构因具有宽电压输入输出范围、高功率密度、高效率的诸多优点，常常被设计作为中间转换电路。而且llc拓扑结构可以同时实现零电流开关(zcs)和零电压开关(zvs)，减小传输过程中的损耗。
在某些特定的充电环境中，需要有不同电压等级可选的充电装置。
技术实现要素：
本发明提供的全桥llc直流充电装置及其设计方法，能够实现两级可选的输出充电电压。
一方面，本发明提供的全桥llc直流充电装置，包括：llc谐振全桥变换器拓扑电路，所述拓扑电路包括：谐振变换模块；
所述谐振变换模块包括：llc谐振电路和高频变压器；
所述高频变压器包括：第一变压器和第二变压器；
所述第一变压器和第二变压器的初级线圈在所述拓扑电路的原边相互串联，次级线圈在所述拓扑电路的副边相互并联；
所述llc谐振电路包括：励磁电感、谐振电感和谐振电容；
所述励磁电感包括：相互串联的第一励磁电感和第二励磁电感；
所述第一励磁电感为第一变压器的初级线圈自感；
所述第二励磁电感为第二变压器的初级线圈自感。
进一步地，所述拓扑电路，还包括：
软启动电路，用于减小所述装置启动时电压电流的冲击；
全桥逆变电路，用于将输入的直流电转换为交流电；
同步整流电路，用于减小高频变压器次级线圈上的损耗；
后级处理电路，用于减小同步整流电路输出的电压电流纹波。
更进一步地，还包括：驱动装置、切换开关、电压电流采集装置和控制器；
所述驱动装置的出入端与控制器的输出端相连，输出端与全桥逆变电路和同步整流电路相连；
所述切换开关与控制器的输入端相连；
所述电压电流采集装置的输入端分别与全桥逆变电路和后级处理电路相连，输出端与控制器的输入端相连；
所述控制器的输出端还与软启动电路相连；
所述驱动装置，用于根据控制器输出的控制指令，驱动全桥逆变电路和同步整流电路，从而生成可控pwm波形；
所述切换开关，用于将输出电压的需求等级传输至控制器；
所述电压电流采集装置，用于采集所述拓扑电路中的电压电流信号并传输至控制器；
所述控制器，用于根据输出电压的需求等级和所述拓扑电路中的电压电流信号，生成控制指令。
再进一步地，所述电压电流采集装置，包括：
第一电压传感器，并联在拓扑电路的输入端；
第二电压传感器，并联在拓扑电路的输出端；
第一电流传感器，串联在llc谐振电路中；
第二电流传感器，串联在后级处理电路中；
第三电流传感器和第四电流传感器，设置在同步整流电路中。
另一方面，本发明提供的全桥llc直流充电装置的设计方法，包括：
step1、根据llc谐振全桥变换器拓扑电路的已知参数值，计算所述装置的电压增益数据；
step2、通过所述参数和增益数据，确认电感比值的最大值和初始值，并将电感比值的初始值作为当前电感比值；
step3、将当前电感比值结合参数、电压增益数据，计算当前特征阻抗值、当前励磁电感值、当前临界特征阻抗值和当前最小工作频率值；
step4、根据实现零电压开关的条件，计算励磁电感的临界值；
step5、结合励磁电感的临界值、当前临界特征阻抗值、电感比值的最大值和工作频率预设值，确定运行范围；
step6、判定当前电感比值、当前特征阻抗值、当前励磁电感值和当前最小工作频率值，是否在运行范围内：
若是，则至step7；若否，则将电感比值的初始值减小后作为当前电感比值，循环执行step3～6；
step7、根据当前电感比值，计算llc谐振全桥变换器拓扑电路的未知参数值。
进一步地，所述step1，具体包括：
根据llc谐振全桥变换器拓扑电路的已知参数值，计算第一变压器和第二变压器(t2)的匝比n；
根据匝比n，计算电压增益数据；所述电压增益数据包括：所述装置的最小电压增益、恒流一阶段的最大电压增益和恒流二阶段的最大电压增益；
所述匝比n的计算公式为：
公式(1)中，vin_nom为输入电压额定值，vo_nom为输出电压额定值，vp为同步整流电路(4)中整流二极管的导通压降值；
所述装置的最小电压增益的计算公式为：
公式(2)中，vin_max为输入电压最大值；
所述恒流一阶段的最大电压增益的计算公式为：
公式(3)中，vo_max1为恒流一阶段输出电压最大值；
所述恒流二阶段的最大电压增益的计算公式为：
公式(4)中，vo_max2为恒流二阶段输出电压最大值。
更进一步地，所述电感比值的最大值为装置在空载模式下的最大值，计算公式为：
公式(5)中，fn_max为拓扑电路的工作频率为最大值时的频率标幺值；
所述电感比值的初始值的计算公式为：
公式(6)中，fn_min为拓扑电路的工作频率为最小值时的频率标幺值，mmax＝max{|m|max1，|m|max2}。
再进一步地，所述励磁电感的临界值，包括：零电压开关第一条件下励磁电感边界、零电压开关第二条件下恒流一阶段的励磁电感边界和恒流二阶段的励磁电感边界；
所述零电压开关第一条件下励磁电感边界的计算公式为：
公式(7)中，tdead为开关管死区时间，coss为拓扑电路中全桥逆变电路开关管的寄生电容值，fr为拓扑电路中llc谐振电路的谐振频率；
所述零电压开关第二条件下恒流一阶段的励磁电感边界的计算公式为：
公式(8)中，ro1为恒流一阶段的等效负载；
所述零电压开关第二条件下恒流二阶段的励磁电感边界的计算公式为：
公式(9)中，ro1为恒流二阶段的等效负载。
还进一步地，所述当前电感比值、当前特征阻抗值、当前励磁电感值和当前最小工作频率值，均在运行范围内的表达式为：
k＜kmax，zr1≤z0_max，zr2≤z0_max，lm≤min{lm_zvs1,lm_zvs2_1,lm_zvs2_2}，fn_min(mmax,k)＞fn_预设值(10)
式中，zr1为恒流一阶段的特征阻抗值，zr2为恒流二阶段的特征阻抗值，z0_max为满足最恶劣工况下的临界特征阻抗值，lm为励磁电感值，fn_预设值为工作频率预设值；
所述满足最恶劣工况下的临界特征阻抗值的计算公式为：
公式(11)中，pout_max为装置输出的最大工作功率值。
又进一步地，所述未知参数值包括拓扑电路中llc谐振电路的各参数，计算公式为：
式中，lmt1为第一变压器初级线圈的电感值，lmt2为第二变压器初级线圈的电感值，lm1为当前k值循环计算出的第一变压器初级线圈励磁电感值，lm2为当前k值循环计算出的第二变压器初级线圈励磁电感值，cr为谐振电容值，zr为特征阻抗值，lr为特征阻抗对应的谐振电感值。
本发明所提供的装置能够根据负载电压等级的不同，实现调节宽范围输出电压的目的，确保电力电子设备高效率安全可靠的运行。本发明所提供的方法，能够在满足硬件条件限制与需求条件限制下，选出最佳参数解。由此，本发明可适应高效率的宽电压输入输出的工作场合。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例中装置的功能模块示意图；
图2为本发明实施例中装置的电路结构示意图；
图3为本发明实施例中装置的控制流程示意图；
图4为本发明实施例中装置的全桥拓扑预测逻辑示意图；
图5为本发明实施例中装置充电过程的电压电流曲线图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1和2所示，本实施例提供的全桥llc直流充电装置，包括：llc谐振全桥变换器拓扑电路和控制电路；
所述拓扑电路包括依次相连的：软启动电路1、全桥逆变电路2、谐振变换模块3、同步整流电路4和后级处理电路5；
所述控制电路，包括：驱动装置6、切换开关7、电压电流采集装置8和控制器9。
所述谐振变换模块3包括：llc谐振电路3.1和高频变压器3.2；
所述高频变压器3.2包括：第一变压器t1和第二变压器t2；
所述第一变压器t1和第二变压器t2的初级线圈在所述拓扑电路的原边相互串联，次级线圈在所述拓扑电路的副边相互并联；
所述llc谐振电路3.1包括：励磁电感lm、谐振电感lr和谐振电容cr；
所述励磁电感lm包括：相互串联的第一励磁电感lm1和第二励磁电感lm2；
所述第一励磁电感lm1为第一变压器t1的初级线圈自感；
所述第二励磁电感lm2为第二变压器t2的初级线圈自感。
在本实施例中，将高频变压器设置为两个，从而能够根据负载电压等级的不同，实现调节宽范围输出电压的目的。
在本实施例中，
软启动电路1，用于减小所述装置启动时电压电流的冲击；
全桥逆变电路2，用于将输入的直流电转换为交流电；
同步整流电路4，用于减小高频变压器3.2次级线圈上的损耗；
后级处理电路5，用于减小同步整流电路4输出的电压电流纹波。
llc谐振电路3.1，用于实现输出两种电压等级；
高频变压器3.2，用于实现电压等级转换。
所述软启动电路1包括相互并联的第一电阻r1和第五开关s5；
所述全桥逆变电路2包括四个开关管s1～s4；每个开关管上都并联有对应的二极管和电容；
所述同步整流电路4包括四个开关管sr1～sr4，每个开关管上都并联有对应的二极管；
后级处理电路5包括开关管sr5和对应并联的二极管，以及输出电容co；
所述拓扑电路还包括输入电容cin，并联在输出端；
所述拓扑电路的输出端为负载等效电阻r0(vo/io)。
在本实施例中，高频变压器3.2分为第一变压器t1和第二变压器t2，采用双变压器结构，减小单个变压器变比以及同步整流电路4中mosfet管的电流，减小总损耗。
所述驱动装置6的出入端与控制器9的输出端相连，输出端与全桥逆变电路2和同步整流电路4相连；
所述切换开关7与控制器9的输入端相连；
所述电压电流采集装置8的输入端分别与全桥逆变电路2和后级处理电路5相连，输出端与控制器9的输入端相连；
所述控制器9的输出端还与软启动电路1相连；
所述驱动装置6，用于根据控制器9输出的控制指令，驱动全桥逆变电路2和同步整流电路4，从而生成可控pwm波形；
所述切换开关7，用于将输出电压的需求等级传输至控制器9；
所述电压电流采集装置8，用于采集所述拓扑电路中的电压电流信号并传输至控制器9；
所述控制器9，用于根据输出电压的需求等级和所述拓扑电路中的电压电流信号，生成控制指令。
在本实施例中，控制器9作用是检测电压电流采集装置8采集的电压电流信号进行内部控制逻辑及算法运算，输出可控的pwm波给驱动装置6。在控制器9中使用全半桥拓扑系统控制切换方法，进行输出电压等级的切换以及电路保护功能，便于多输出电压等级应用；使用变频控制(pfm) 预测控制方法控制输出的频率变换，控制输出电压，减小运行期间纹波大小，提高系统的运行效率。
所述电压电流采集装置8，包括：
第一电压传感器8.1，并联在拓扑电路的输入端；
第二电压传感器8.2，并联在拓扑电路的输出端；
第一电流传感器8.3，串联在llc谐振电路3.1中；
第二电流传感器8.4，串联在后级处理电路5中；
第三电流传感器8.5和第四电流传感器8.6，设置在同步整流电路4中。
在图2中，与开关管sr1串联的是第三电流传感器8.5，与开关管sr2串联的是第四电流传感器8.6。
如图3所示，本实施例所述的装置运行控制逻辑如下：
步骤1、判断电容上输入电压uin是否为0.7uin_min，若满足条件，则闭合开关s5、sr5；
步骤2、判断负载的输出电压是否处于装置的控制电压范围内(以0v-28v为例)，若满足条件，则进入下一步；否则，向控制器发出信号，再由控制器通过指示灯发出警告信号；
步骤3、判断切换开关是否处于12v档，若是，则控制拓扑结构为半桥拓扑，使用pfm控制开关管运行频率，使输出电压达到需求的电压值；若不是，则控制拓扑结构为全桥拓扑，用预测控制方法控制开关管运行频率，控制输出电压；
步骤4、由电流霍尔传感器c、d检测全波同步整流管sr1和sr2的电流isr1、isr2，若满足isr2<0，则打开sr2、sr4，关闭sr1、sr3；不然则判断isr1<0，若满足条件，则打开sr1、sr3，关闭sr2、sr4；否则关闭sr1、sr2、sr3、sr4；
步骤5、负载电压等级发生改变，判断电压增益m是否在调节范围，若满足条件，则返回第三步进行判断；若不满足条件，则控制器发出保护信号，关闭所有开关。
如图4所示，本实施例所述的装置，在全桥拓扑的运行期间，算法采用预测控制算法，以下为其运算步骤：
步骤a、离线计算出电压增益与频率的增量参考轨迹δm-δf；
步骤b、判断输出电压值uo是否与理想输出电压值相等，如果相等，则输出频率值为时域分析计算出来的理论值fs(k 1)；如果不相等，则进入下一步；
步骤c、检测计算此刻电压增益
步骤d、从参考轨迹中提取从第s时刻往后的10个周期的电压增益斜率变化量δmk；
步骤e、判断是否满足-0.01＜δmk＜0.01，如果满足，则进入下一步；如果不满足，则输出频率值为时域分析计算值；
步骤f、由内部模型计算出下一时刻的预测输出控制量δf(k)；
步骤g、使用模型算法控制，输出fs(k 1)＝fs(k) δf(k)；
步骤h、输出控制的频率值fs(k 1)，返回步骤b，继续下一轮判断。
在本实施例中，所述装置采用变频控制(pfm) 预测控制，可以实现在较宽输出范围内运行，且由于llc拓扑结构自身的优势，可以工作在次谐振区(fm＜fs＜fr)，实现zvs开通和zcs关断，实现高效率运行。所述装置采取全桥半桥变拓扑方式，加宽了系统的输出变压能力，可以实现较宽电压等级变换；采用双变压器结构，减小变压器变比以及副边侧单个mosfet管的电流，减小损耗；采用同步整流电路减小系统的损耗。总之，本发明所述的装置，可适应高效率的宽电压输入输出的工作场合。
如图4所示，假设本实施例所述的装置为锂电池进行充电，那么充电过程分为三个阶段，包括预充电阶段，恒流快速充电阶段及恒压充电阶段。
(1)预充电阶段(充电电压为：0-u1)：当系统检测到锂电池处于过放电状态，即锂电池两端电压低于欠压阈值时，控制器将用预先设定的小电流i1(0.1c)给锂电池进行恒流充电，随着负载锂电池端电压升高，充电功率逐渐升高，直至电压达到u1(11v)，进入下一充电阶段。其中充电率是由负载电池的额定容量来标志其充电电流大小。例如，锂电池的额定容量为80ah，0.1c则代表充电电流为8a。
(2)两级恒流充电阶段(充电电压为：u1-u3)：
恒流一阶段：锂电池首先以大电流方式i3(1c)方式进行充电，使电压由u1变为阈值电压u2，达到系统充电的功率极限，需要增加一段相对短暂的恒压u2充电的过渡阶段，以等到电流平滑降至i2进行第二段的恒流充电，才能确保该充电率i2可以维持至恒压充电阶段。
恒流二阶段：负载电压由u2变为电压阈值u3，进入下一充电阶段。
多阶段恒流充电过程指充电过程是由多个恒流充电阶段(cc)组成，通过设置不同的充电截止条件，在当前恒流阶段的参数达到预设条件时，自动进入到下一个恒流充电阶段，相比恒流充电，可以缩短充电时间。
本发明所述的方法采用在恒流阶段的两级恒流充电策略进行研究，在两级恒流充电阶段有一个短暂的恒压充电阶段，用于过渡。
(3)恒压充电阶段(充电电压为u3)：为安全充电考虑，本次设计时电压达到14.1v(1.1倍额定电压)即可认为充电已完成，以恒定电压u3(14.1v)进行充电，此时，电流以马斯曲线减小，减小到电流阈值i1，电池容量接近额定容量的100％，此时电池组电压为14.1v左右，充电过程实质上已经完成，结束充电。
本实施例提供的设计方法，是针对图2所示的llc谐振全桥变换器拓扑电路进行参数的设计。
本实施例提供的全桥llc直流充电装置的设计方法，包括：
step1、根据llc谐振全桥变换器拓扑电路的已知参数值，计算所述装置的电压增益数据；具体地：
step1.1、根据llc谐振全桥变换器拓扑电路的已知参数值，计算第一变压器t1和第二变压器t2的匝比n；
所述匝比n的计算公式为：
公式(1)中，vin_nom为输入电压额定值，vo_nom为输出电压额定值，vp为同步整流电路(4)中整流二极管的导通压降值；
step1.2、根据匝比n，计算电压增益数据；所述电压增益数据包括：所述装置的最小电压增益、恒流一阶段的最大电压增益和恒流二阶段的最大电压增益。
所述装置的最小电压增益的计算公式为：
公式(2)中，vin_max为输入电压最大值；
所述恒流一阶段的最大电压增益的计算公式为：
公式(3)中，vo_max1为恒流一阶段输出电压最大值；此时，|m|max1为变换器工作在输入电压最小，输出电压为13.5v时的最大电压增益值；
所述恒流二阶段的最大电压增益的计算公式为：
公式(4)中，vo_max2为恒流二阶段输出电压最大值；此时，|m|max2为变换器工作在输入电压最小，输出电压为14.1v时的最大电压增益值。
在本实施例中，第一变压器t1和第二变压器t2的匝比相同，都是n:1:1。恒流二尖端的最大电压增益与恒压模式电压相等，为|m|max2。
step2、通过所述参数和增益数据，确认电感比值的最大值和初始值，并将电感比值的初始值作为当前电感比值；
所述电感比值的最大值为装置在空载模式下的最大值，计算公式为：
公式(5)中，fn_max为拓扑电路的工作频率为最大值时的频率标幺值；
所述电感比值的初始值的计算公式为：
公式(6)中，fn_min为拓扑电路的工作频率为最小值时的频率标幺值；mmax＝max{|m|max1，|m|max2}。
llc变换器的峰值增益随着k、q的增大而减小。因此，在满足最高电压增益等要求的前提下，存在着kq的最大值，降低导通损耗，优化效率。kq越大，损耗越小，但峰值增益也会越小。
由于k值越小，系统工作的最小标幺频率越小，可将增益范围安排在较宽的频率范围，便于系统控制。而k值越大，则系统工作的最小标幺频率越大，但是系统导通损耗降低，提升效率。在满足峰值增益和最大功率工作条件下，在本实施所述的方法中折中进行设计。
step3、将当前电感比值结合参数、电压增益数据，计算当前特征阻抗值、当前励磁电感值、当前临界特征阻抗值和当前最小工作频率值；具体地：
step3.1、根据当前电感比值和电压增益数据，计算恒流一阶段和恒流二阶段下的最大品质因素；
所述恒流一阶段的最大品质因素的计算公式为：
公式(15)中，α为品质因数裕量。
所述恒流二阶段的最大品质因素的计算公式为：
由于kq1、kq2的变化趋势相同，计算过程中仅计算kq1；
step3.2、分别计算恒流一阶段和恒流二阶段的当前特征阻抗值；
所述恒流一阶段的当前特征阻抗值的计算公式为：
公式(18)中，zr1为恒流模式输出电压为13.5v时的等效负载ro1计算出的特征阻抗值；
所述恒流二阶段的当前特征阻抗值的计算公式为：
公式(19)中，zr2为恒流模式输出电压为14.1v时的等效负载ro2计算出的特征阻抗值；
step3.3、分别计算恒流一阶段和恒流二阶段的当前谐振电感；
所述恒流一阶段的当前谐振电感的计算公式为：
公式(20)中，lr1为特征阻抗zr1在谐振频率fr对应的谐振电感值；
所述恒流二阶段的当前谐振电感的计算公式为：
公式(21)中，lr2为特征阻抗zr2在谐振频率fr对应的谐振电感值；
步骤3.4、分别计算当前第一励磁电感值lm1和当前第二励磁电感值lm2；
当前第一励磁电感值的计算公式为：
lm1＝klr1(22)
公式(22)中，lm1为当前k值对应的励磁电感值；
当前第二励磁电感值的计算公式为：
lm2＝klr2(23)
公式(23)中，lm2为当前k值对应的励磁电感值。
step4、根据实现零电压开关的条件，计算励磁电感lm的临界值；
可知当谐振网络工作在zvs区域(fs>fm)，谐振网络的输入阻抗为感性，全桥逆变器的开关管正常工作，避免产生直通现象；zvs的实质是指在谐振电路的死区时间内，将开关管寄生电容上的电压vds释放至0，之后开关管的驱动信号vgs才到来，使其处于导通状态，这样开关管在导通时其电流电压无重叠区域，实现zvs，减小开关管的开通功率损耗。
lm越大，原副边电流有效值越小，开关管的关断损耗及导通损耗也越小，减小原副边电流有效值能够明显提高llc的效率。然而，大的lm值也会导致小的关断电流，因此需要较长的死区时间来实现zvs，但最大死区时间长度受到谐振电流的过零点的限制；谐振电流的相角随输出电压增益和负载电流的增大而减小；如果死区时间间隔延长到当前过零点，则zvs条件丢失。所以lm实现zvs条件时有最大值。
确保mosfet开关管的零电压开通(zvs)的第一条件：死区时间内必须有足够大的谐振电流，从而将mosfet管两端的结电容电压释放完全。此外当处于死区时间时，谐振电流的方向不能够发生改变。
确保mosfet开关管的零电压开通(zvs)的第二条件：死区角小于阻抗角。在驱动信号到来之前，为使原边开关管的寄生二极管保持开通实现zvs软开关，在死区时间内要求谐振电感上的电流不能反向，使谐振网络工作在感性状态。阻抗角就是谐振网络中谐振电流滞后于逆变电压的相角大小。
所述励磁电感lm的临界值，包括：零电压开关第一条件下励磁电感边界、零电压开关第二条件下恒流一阶段的励磁电感边界和恒流二阶段的励磁电感边界；
所述零电压开关第一条件下励磁电感边界的计算公式为：
公式(7)中，tdead为开关管死区时间，coss为拓扑电路中全桥逆变电路开关管的寄生电容值，fr为拓扑电路中llc谐振电路的谐振频率；
所述零电压开关第二条件下恒流一阶段的励磁电感边界的计算公式为：
公式(8)中，ro1为恒流一阶段的等效负载；lm_zvs2_1为zvs第二条件下通过使用恒流一阶段中i3输出电压为13.5v时的等效负载ro1来计算出的励磁电感边界；
所述零电压开关第二条件下恒流二阶段的励磁电感边界的计算公式为：
公式(9)中，ro1为恒流二阶段的等效负载；lm_zvs2_2为zvs第二条件下通过使用恒流二阶段中i2输出电压为14.1v时的等效负载ro2来计算出的励磁电感边界。
step5、结合励磁电感lm的临界值、当前临界特征阻抗值、电感比值的最大值和工作频率预设值，确定运行范围；
所述当前电感比值、当前特征阻抗值、当前励磁电感值和当前最小工作频率值，均在运行范围内的表达式为：
k＜kmax，zr1≤z0_max，zr2≤z0_max，lm≤min{lm_zvs1,lm_zvs2_1,lm_zvs2_2}，fn_min(mmax,k)＞fn_预设值(10)
式中，zr1为恒流一阶段的特征阻抗值，zr2为恒流二阶段的特征阻抗值，z0_max为满足最恶劣工况下的临界特征阻抗值，lm为励磁电感值，fn_预设值为工作频率预设值。
最恶劣工况：在电池负载应用中，变换器的最苛刻工况点是恒定最大功率(constantmaximumpower，cmp)充电曲线上的一点。这里对cmp充电曲线的定义为：充电的全过程保持系统的最大功率输出对负载电池进行充电。变换器的最苛刻工况点是当输入电压下降至最小值时，仍然要保持最大功率输出。
如图5所示，运行点a和b都达到了充电系统的最大输出功率。q值越大，负载越重的时候可获得的电压增益越小。a点的电压增益小、等效q值大，而b点的电压增益大、等效q值小，难以判定最苛刻工况点位置。谐振变换器的最苛刻工况点是当输入电压下降至最小值时，仍然要保持恒定电压和最大功率输出。
为了实现在最大输出功率曲线上的最恶劣工作状况点满足zvs运行条件，通过寻找cmp充电曲线和zvs/zcs边界的切点，这两条曲线的切点就代表了整个充电过程中满足zvs条件下的临界工况，实际中要使cmp充电曲线低于该点，该点以下的区域都可在最大功率最恶劣工况下工作在zvs区。
由公式(17)可推导出满足最恶劣工况下的临界特征阻抗值的计算公式为：
公式(11)中，pout_max为装置输出的最大工作功率值。
step6、判定当前电感比值、当前特征阻抗值、当前励磁电感值和当前最小工作频率值，是否在运行范围内：
若是，则至step7；若否，则将电感比值的初始值减小后作为当前电感比值，循环执行step3～6；
所述当前最小工作频率值的计算公式为：
step7、根据当前电感比值，计算llc谐振全桥变换器拓扑电路的未知参数值。
所述未知参数值包括拓扑电路中llc谐振电路的各参数，计算公式为：
式中，lmt1为第一变压器t1初级线圈的电感值，lmt2为第二变压器t2初级线圈的电感值，lm1为当前k值循环计算出的第一变压器t1初级线圈励磁电感值，lm2为当前k值循环计算出的第二变压器t2初级线圈励磁电感值，cr为谐振电容值，zr为特征阻抗值，lr为特征阻抗对应的谐振电感值。
step8、通过仿真验证llc谐振槽参数值正确，是否能实现在最大功率下的最大增益处实现zvs。
由基波分析法有一定的误差，所以需在step7选取lm的最大值，这样可以在允许工作范围内最大程度减少系统的导通损耗，通过仿真验证。
应该明白，公开的过程中的步骤的特定顺序或层次是示例性方法的实例。基于设计偏好，应该理解，过程中的步骤的特定顺序或层次可以在不脱离本公开的保护范围的情况下得到重新安排。所附的方法权利要求以示例性的顺序给出了各种步骤的要素，并且不是要限于所述的特定顺序或层次。
在上述的详细描述中，各种特征一起组合在单个的实施方案中，以简化本公开。不应该将这种公开方法解释为反映了这样的意图，即，所要求保护的主题的实施方案需要比清楚地在每个权利要求中所陈述的特征更多的特征。相反，如所附的权利要求书所反映的那样，本发明处于比所公开的单个实施方案的全部特征少的状态。因此，所附的权利要求书特此清楚地被并入详细描述中，其中每项权利要求独自作为本发明单独的优选实施方案。
为使本领域内的任何技术人员能够实现或者使用本发明，上面对所公开实施例进行了描述。对于本领域技术人员来说；这些实施例的各种修改方式都是显而易见的，并且本文定义的一般原理也可以在不脱离本公开的精神和保护范围的基础上适用于其它实施例。因此，本公开并不限于本文给出的实施例，而是与本申请公开的原理和新颖性特征的最广范围相一致。
上文的描述包括一个或多个实施例的举例。当然，为了描述上述实施例而描述部件或方法的所有可能的结合是不可能的，但是本领域普通技术人员应该认识到，各个实施例可以做进一步的组合和排列。因此，本文中描述的实施例旨在涵盖落入所附权利要求书的保护范围内的所有这样的改变、修改和变型。此外，就说明书或权利要求书中使用的术语“包含”，该词的涵盖方式类似于术语“包括”，就如同“包括，”在权利要求中用作衔接词所解释的那样。此外，使用在权利要求书的说明书中的任何一个术语“或者”是要表示“非排它性的或者”。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
1.一种全桥llc直流充电装置，包括：llc谐振全桥变换器拓扑电路，其特征在于，所述拓扑电路包括：谐振变换模块(3)；
所述谐振变换模块(3)包括：llc谐振电路(3.1)和高频变压器(3.2)；
所述高频变压器(3.2)包括：第一变压器(t1)和第二变压器(t2)；
所述第一变压器(t1)和第二变压器(t2)的初级线圈在所述拓扑电路的原边相互串联，次级线圈在所述拓扑电路的副边相互并联；
所述llc谐振电路(3.1)包括：励磁电感(lm)、谐振电感(lr)和谐振电容(cr)；
所述励磁电感(lm)包括：相互串联的第一励磁电感(lm1)和第二励磁电感(lm2)；
所述第一励磁电感(lm1)为第一变压器(t1)的初级线圈自感；
所述第二励磁电感(lm2)为第二变压器(t2)的初级线圈自感。
2.根据权利要求1所述的全桥llc直流充电装置，其特征在于，所述拓扑电路，还包括：
软启动电路(1)，用于减小所述装置启动时电压电流的冲击；
全桥逆变电路(2)，用于将输入的直流电转换为交流电；
同步整流电路(4)，用于减小高频变压器(3.2)次级线圈上的损耗；
后级处理电路(5)，用于减小同步整流电路(4)输出的电压电流纹波。
3.根据权利要求2所述的全桥llc直流充电装置，其特征在于，还包括：驱动装置(6)、切换开关(7)、电压电流采集装置(8)和控制器(9)；
所述驱动装置(6)的出入端与控制器(9)的输出端相连，输出端与全桥逆变电路(2)和同步整流电路(4)相连；
所述切换开关(7)与控制器(9)的输入端相连；
所述电压电流采集装置(8)的输入端分别与全桥逆变电路(2)和后级处理电路(5)相连，输出端与控制器(9)的输入端相连；
所述控制器(9)的输出端还与软启动电路(1)相连；
所述驱动装置(6)，用于根据控制器(9)输出的控制指令，驱动全桥逆变电路(2)和同步整流电路(4)，从而生成可控pwm波形；
所述切换开关(7)，用于将输出电压的需求等级传输至控制器(9)；
所述电压电流采集装置(8)，用于采集所述拓扑电路中的电压电流信号并传输至控制器(9)；
所述控制器(9)，用于根据输出电压的需求等级和所述拓扑电路中的电压电流信号，生成控制指令。
4.根据权利要求3所述的全桥llc直流充电装置，其特征在于，所述电压电流采集装置(8)，包括：
第一电压传感器(8.1)，并联在拓扑电路的输入端；
第二电压传感器(8.2)，并联在拓扑电路的输出端；
第一电流传感器(8.3)，串联在llc谐振电路(3.1)中；
第二电流传感器(8.4)，串联在后级处理电路(5)中；
第三电流传感器(8.5)和第四电流传感器(8.6)，设置在同步整流电路(4)中。
5.一种专用于权利要求1所述的全桥llc直流充电装置的设计方法，其特征在于，包括：
step1、根据llc谐振全桥变换器拓扑电路的已知参数值，计算所述装置的电压增益数据；
step2、通过所述参数和增益数据，确认电感比值的最大值和初始值，并将电感比值的初始值作为当前电感比值；
step3、将当前电感比值结合参数、电压增益数据，计算当前特征阻抗值、当前励磁电感值、当前临界特征阻抗值和当前最小工作频率值；
step4、根据实现零电压开关的条件，计算励磁电感(lm)的临界值；
step5、结合励磁电感(lm)的临界值、当前临界特征阻抗值、电感比值的最大值和工作频率预设值，确定运行范围；
step6、判定当前电感比值、当前特征阻抗值、当前励磁电感值和当前最小工作频率值，是否在运行范围内：
若是，则至step7；若否，则将电感比值的初始值减小后作为当前电感比值，循环执行step3～6；
step7、根据当前电感比值，计算llc谐振全桥变换器拓扑电路的未知参数值。
6.根据权利要求5所述的全桥llc直流充电装置的设计方法，其特征在于，所述step1，具体包括：
根据llc谐振全桥变换器拓扑电路的已知参数值，计算第一变压器(t1)和第二变压器(t2)的匝比n；
根据匝比n，计算电压增益数据；所述电压增益数据包括：所述装置的最小电压增益、恒流一阶段的最大电压增益和恒流二阶段的最大电压增益；
所述匝比n的计算公式为：
公式(1)中，vin_nom为输入电压额定值，vo_nom为输出电压额定值，vp为同步整流电路(4)中整流二极管的导通压降值；
所述装置的最小电压增益的计算公式为：
公式(2)中，vin_max为输入电压最大值；
所述恒流一阶段的最大电压增益的计算公式为：
公式(3)中，vo_max1为恒流一阶段输出电压最大值；
所述恒流二阶段的最大电压增益的计算公式为：
公式(4)中，vo_max2为恒流二阶段输出电压最大值。
7.根据权利要求6所述的全桥llc直流充电装置的设计方法，其特征在于，所述电感比值的最大值为装置在空载模式下的最大值，计算公式为：
公式(5)中，fn_max为拓扑电路的工作频率为最大值时的频率标幺值；
所述电感比值的初始值的计算公式为：
公式(6)中，fn_min为拓扑电路的工作频率为最小值时的频率标幺值，mmax＝max{|m|max1，|m|max2}。
8.根据权利要求7所述的全桥llc直流充电装置的设计方法，其特征在于，所述励磁电感(lm)的临界值，包括：零电压开关第一条件下励磁电感边界、零电压开关第二条件下恒流一阶段的励磁电感边界和恒流二阶段的励磁电感边界；
所述零电压开关第一条件下励磁电感边界的计算公式为：
公式(7)中，tdead为开关管死区时间，coss为拓扑电路中全桥逆变电路开关管的寄生电容值，fr为拓扑电路中llc谐振电路的谐振频率；
所述零电压开关第二条件下恒流一阶段的励磁电感边界的计算公式为：
公式(8)中，ro1为恒流一阶段的等效负载；
所述零电压开关第二条件下恒流二阶段的励磁电感边界的计算公式为：
公式(9)中，ro1为恒流二阶段的等效负载。
9.根据权利要求8所述的全桥llc直流充电装置的设计方法，其特征在于，所述当前电感比值、当前特征阻抗值、当前励磁电感值和当前最小工作频率值，均在运行范围内的表达式为：
k＜kmax，zr1≤z0_max，zr2≤z0_max，lm≤min{lm_zvs1,lm_zvs2_1,lm_zvs2_2}，fn_min(mmax,k)＞fn_预设值(10)
式中，zr1为恒流一阶段的特征阻抗值，zr2为恒流二阶段的特征阻抗值，z0_max为满足最恶劣工况下的临界特征阻抗值，lm为励磁电感值，fn_预设值为工作频率预设值；
所述满足最恶劣工况下的临界特征阻抗值的计算公式为：
公式(11)中，pout_max为装置输出的最大工作功率值。
10.根据权利要求9所述的全桥llc直流充电装置的设计方法，其特征在于，所述未知参数值包括拓扑电路中llc谐振电路的各参数，计算公式为：
式中，lmt1为第一变压器(t1)初级线圈的电感值，lmt2为第二变压器(t2)初级线圈的电感值，lm1为当前k值循环计算出的第一变压器(t1)初级线圈励磁电感值，lm2为当前k值循环计算出的第二变压器(t2)初级线圈励磁电感值，cr为谐振电容值，zr为特征阻抗值，lr为特征阻抗对应的谐振电感值。
技术总结