本发明涉及电机控制技术领域，具体地说，涉及一种永磁同步电机控制方法。
背景技术：
永磁同步电机由于具有高功率密度和高效率的优点，因而广泛用于各种电驱动系统中。高性能永磁同步电机控制技术主要有转子磁场定向矢量控制、定子磁场定向矢量控制和直接转矩控制三类。在实际工程应用中，一般采用基于dq同步坐标系的转子磁场定向矢量控制技术。
虽然转子磁场定向矢量控制简便易行，但转子磁场定向矢量控制的一个明显缺点是对电机参数变化很敏感。另外，基于转子磁场定向矢量控制没有对磁链和转矩进行完全解耦，存在磁链与反电动势交叉耦合的问题，即d轴磁链会在q轴上产生反电动势，q轴磁链会在d轴上产生反电动势。这种耦合增加了电机矢量控制的难度。因为基于转子磁场定向矢量控制通常需要计算出用于补偿d轴、q轴反电动势的电压前馈值，受电机参数变化及动态过程的影响，很难准确地给定这两个轴的前馈电压。
在高速弱磁工况下，如果电流轨迹规划不合理，很容易导致实际电流无法跟踪给定电流，从而使得电流调节器迅速饱和，导致电流失控。一旦电流失控，电机及其控制器将有可能出现超速、过流、直流母线电压升高等故障，这不仅会损坏设备，还会危及现场人员的人身安全。
基于m-t同步坐标系的定子磁场定向矢量控制技术，由于将励磁电流和转矩电流进行完全解耦控制，并且对定子磁链进行闭环控制，因此具有相对较好的高速弱磁控制能力。
但如果定子磁场定向不准确，pi调节器需求的电压会随着弱磁深度的增加而越来越大。在高速弱磁区，逆变器输出电压已经达到最大可调制电压，因而可用于pi调节的实际电压几乎为零，这时继续采用pi调节电压的方式来控制电流已不再合适，也很容易导致实际电流无法跟踪给定电流，使电流调节器迅速饱和，导致电流失控。
基于空间电压矢量调制的直接转矩控制技术一方面解决了基于bang-bang控制产生的转矩脉动问题，另一方面省去了电流闭环，对定子磁链直接控制，其保留了直接转矩控制高动态响应的优点。直接转矩控制的核心是基于精确的定子磁链和转矩观测，而实际中对定子磁链进行有效观测一般都会是很复杂的计算过程。
技术实现要素：
为解决上述问题，本发明提供了一种永磁同步电机控制方法，所述方法包括：
步骤一、获取永磁同步电机的电机电压；
步骤二、判断所述电机电压是否达到预设逆变器极限电压，其中，如果所述电机电压达到所述预设逆变器极限电压，则采用预设弱磁控制模型对所述永磁同步电机进行控制，以使得施加在所述永磁同步电机上的电压保持在预设逆变器极限电压。
根据本发明的一个实施例，采用预设弱磁控制模型对所述永磁同步电机进行控制时：
获取当前控制周期的定子磁链参考值和转矩参考值；
根据所述本轮控制周期的定子磁链参考值和转矩参考值，确定t轴定子电流参考值
根据所述α轴电压前馈参考值
根据本发明的一个实施例，根据如下表达式生成所述α轴电压前馈参考值
其中，rs表示定子相电阻，
根据本发明的一个实施例，采用预设弱磁控制模型对所述永磁同步电机进行控制时，根据如下表达式确定定子磁链向量的相位参考值：
θ*＝δ* θm δ′
其中，θ*表示定子磁链向量的相位参考值，δ*表示负载角前馈值，θm表示转子磁场位置，δ′表示第一负载角调节值。
根据本发明的一个实施例，对于一控制周期来说，根据如下步骤确定该控制周期的负载角前馈值：
步骤a、计算所述转矩参考值与上次迭代所得到的转矩值的差值，得到本次迭代的转矩偏差值；
步骤b、根据本次迭代的转矩偏差值得到本次迭代的第二负载角调整值，并计算所述本次迭代的第二负载角调整值与上次迭代所得到的负载角参考值之和，得到本次迭代的负载角参考值；
步骤c、根据所述本次迭代的负载角参考值计算本次迭代的转矩值；
步骤d、重复步骤a至步骤c，得到该控制周期的负载角前馈值。
根据本发明的一个实施例，在所述步骤b中，计算所述本次迭代的转矩偏差值与预设调整系数的乘积，得到本次迭代的第二负载角调整值。
根据本发明的一个实施例，在所述步骤c中，根据如下表达式确定本次迭代的转矩值：
其中，te表示本次迭代的转矩值，p表示电机极数，ψs表示定子磁链，ψf表示主极磁链，lds和lqs分别表示定子d轴电感和定子q轴电感，δ表示本次迭代的负载角。
根据本发明的一个实施例，根据如下步骤确定所述负载角调节值δ′：
计算所述t轴定子电流参考值
利用预设pid控制器根据该差值生成所述负载角调节值δ′。
根据本发明的一个实施例，根据如下表达式确定t轴定子电流参考值
其中，te*表示转矩参考值，p表示电机极数，ψs*表示定子磁链参考值。
根据本发明的一个实施例，如果所述电机电压未达到所述预设逆变器极限电压，则采用预设矢量控制模型对所述永磁同步电机进行控制，
采用预设极限电压控制模型对所述永磁同步电机进行控制时：
获取本轮控制周期的定子磁链参考值和转矩参考值；
根据所述本轮控制周期的定子磁链参考值和转矩参考值，生成m轴定子电流参考值
根据所述m轴定子电流参考值
根据所述α轴电压前馈参考值
根据所述α轴电压参考值
根据本发明的一个实施例，根据如下表达式确定m轴定子电流参考值
其中，
根据本发明的一个实施例，采用预设极限电压控制模型对所述永磁同步电机进行控制时，根据如下表达式确定定子磁链向量的相位参考值：
θ*＝δ* θm
其中，θ*表示定子磁链向量的相位参考值，δ*表示负载角前馈值，θm表示转子磁场位置。
本发明所提供的永磁同步电机控制方法针对定向偏差和高速弱磁区电流控制问题，其在永磁同步电机的反电动势达到逆变器极限电压后，转为采用预设弱磁控制模型来对永磁同步电机进行控制。在采用预设弱磁控制模型来对永磁同步电机进行控制时，该方法不再使用pi调节器对电流进行闭环控制，而是切换为调节负载角来控制t轴电流，同时让m轴电流开环运行，进而使得施加在电机上的电压固定为逆变器可调制的最大电压，这样也就保证了永磁同步电机高速运行的稳定性和快速性等优点。
同时，本发明所提供的方法采用试验的方法获得满足mtpa的期望转矩
此外，本发明所提供的方法采用计算给定的定子磁链在一个开关周期的微分来计算前馈电压，其能够有效避免除永磁同步电机电阻以外的其他参数影响，从而提高了前馈电压的准确性，能获得较快的动态响应。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要的附图做简单的介绍：
图1是根据本发明一个实施例的永磁同步电机的d-q坐标系的示意图；
图2是根据本发明一个实施例的内嵌式永磁同步电动机在特定工况下磁链、电压和电流向量在d-q坐标系和m-t坐标系下的相量图；
图3是根据本发明一个实施例的永磁同步电机控制方法的实现流程示意图；
图4是根据本发明一个实施例的采用预设矢量控制模型来对永磁同步电机进行控制的实现流程示意图；
图5是根据本发明一个实施例的采用预设矢量控制模型来对永磁同步电机进行控制的控制框图；
图6是根据本发明一个实施例的确定负载角前馈值δ*的实现流程示意图；
图7是根据本发明一个实施例的确定负载角前馈值δ*的逻辑框图；
图8是根据本发明一个实施例的采用预设弱磁控制模型来对永磁同步电机进行控制的实现流程示意图；
图9是根据本发明一个实施例的采用预设弱磁控制模型来对永磁同步电机进行控制的控制逻辑框图。
具体实施方式
以下将结合附图及实施例来详细说明本发明的实施方式，借此对本发明如何应用技术手段来解决技术问题，并达成技术效果的实现过程能充分理解并据以实施。需要说明的是，只要不构成冲突，本发明中的各个实施例以及各实施例中的各个特征可以相互结合，所形成的技术方案均在本发明的保护范围之内。
同时，在以下说明中，出于解释的目的而阐述了许多具体细节，以提供对本发明实施例的彻底理解。然而，对本领域的技术人员来说显而易见的是，本发明可以不用这里的具体细节或者所描述的特定方式来实施。
另外，在附图的流程图示出的步骤可以在诸如一组计算机可执行指令的计算机系统中执行，并且，虽然在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤。
在同步旋转坐标系下，永磁同步电机数学模型中相与相之间的耦合得到了消除，数学模型明显简化。将转子永磁体合成磁场轴线作为d轴(其正方向与磁力线方向一致)，逆时针方向旋转90°的轴线作为q轴，可以建立如图1所示的d-q坐标系。
在永磁同步电动机d-q同步旋转坐标系下，永磁同步电机的电压方程可以表示为：
其中，vds和vqs分别表示定子d轴电压和定子q轴电压，rs表示定子相电阻，ids和iqs分别表示定子d轴电流和定子q轴电流，ψds和ψqs分别表示定子d轴磁链和定子q轴磁链，ωe表示同步频率，p表示电机极数。
磁链方程可以表示为：
其中，ψdr和ψqr分别表示转子d轴磁链和转子q轴磁链，lds和lqs分别表示定子d轴电感和定子q轴电感，ldm和lqm分别表示d轴定子转子互感和q轴定子转子互感，ψf表示永磁体在定子所能够产生的磁链(主极磁链)。
转矩方程可以表示为：
其中，te表示电机电磁转矩。
定子磁场定向就是将定子磁链向量相位作为分析及控制的参考零位。将定子磁场轴线作为m轴(其正方向与磁力线方向一致)，逆时针方向旋转90°的轴线作为t轴，建立m-t坐标系。采用定子磁场定向时，电机定子磁链ψs全部位于m轴上，t轴上的磁链分量为零。在定子磁场定向下，永磁同步电动机方程得到了简化，其中定子电压方程简化为：
在定子磁场坐标下的转矩方程简化为：
其中，vm表示定子m轴电压，vt表示定子t轴电压，im表示定子m轴电流，it表示定子t轴电流。
从电压方程可以看出，稳态时m轴上的电压分量仅仅是m轴电流分量在定子电阻上的压降。
永磁同步电动机在空载时，定子磁场与主极磁场相位相同；在负载时，定子磁场与主极磁场之间存在一个相角差(也称为负载角，用符号δ表示)。图2示出了内嵌式永磁同步电动机在特定工况下磁链、电压和电流向量在d-q坐标系和m-t坐标系下的相量图。从图2可以看出，两个坐标系的相位差等于负载角δ。在图2中，is表示定子电流向量，它在m、t坐标轴上的分量分别为im和it。定子电流向量的m轴分量im与定子磁链同相位，它是电机产生无功功率的电流分量；定子电流向量的t轴分量it与定子反电动势同相位，它是电机传递有功功率的电流分量。
具体地，im、it、ids和iqs具有如下关系：
im＝iqssinδ idscosδ(6)
it＝iqscosδ-idssinδ(7)
用于调速运行的永磁同步电动机通常在转子上安装了位置传感器，因此d轴相位可以直接通过位置传感器检测得到。本发明采用位置传感器检测的d轴相位加上负载角δ的方式来确定定子磁场的相位，因此定向的关键是准确计算出负载角δ的值。
由于永磁同步电动机定子电感受转子位置的影响，电机设计通常只给出了d-q坐标系下d轴和q轴上的电感值，因此m-t坐标系下的计算必须借助负载角δ转换为d-q坐标系下的计算。
由永磁同步电动机磁链方程可以得到：
将式(8)和式(9)代入式(3)，可以得到：
表达式(10)描述了电磁转矩te与定子磁链ψs及负载角δ之间的关系，是本发明中用来计算负载角δ的基本公式。
图3示出了本实施例所提供的永磁同步电机控制方法的实现流程示意图。
如图3所示，本实施例所提供的永磁同步电机控制方法会在步骤s301中获取永磁同步电机的电机电压，并在步骤s302中判断永磁同步电机的电机电压是否达到预设逆变器极限电压。
其中，如果永磁同步电机的电机电压未达到预设逆变器极限电压，该方法会在步骤s303中采用预设矢量控制模型来对永磁同步电机进行控制；而如果永磁同步电机的电机电压达到预设逆变器极限电压，该方法则会在步骤s304中采用预设弱磁控制模型来对永磁同步电机进行控制，以使得施加在永磁同步电机上的电压保持在预设逆变器极限电压。
需要指出的是，在本发明的不同实施例中，上述预设逆变器极限电压的具体取值可以根据实际情况配置为不同的合理值，本发明并不对上述预设逆变器极限电压的具体取值进行限定。
本实施例中，该方法在采用预设矢量控制模型来对永磁同步电机进行控制时，优选地配置为通过采用pi调节器来对m轴电流和t轴电流进行闭环控制的方式来实现对永磁同步电机的控制。
具体地，图4示出了本实施例中采用预设矢量控制模型来对永磁同步电机进行控制的实现流程示意图，图5示出了本实施例中采用预设矢量控制模型来对永磁同步电机进行控制的控制框图。
如图4和图5所示，本实施例中，该方法会在步骤s401中获取本轮控制周期(即当前控制后期)的定子磁链参考值ψs*和转矩参考值te*。其中，该方法优选地可以通过台架试验来获取到永磁同步电机在转矩参考值te*下满足mtpa条件下的定子磁链参考值ψs*。同时，该方法还可以通过同样的方式来获取到永磁同步电机在转矩参考值te*下满足mtpa条件下的定子参考电流is*。
当然，在本发明的其他实施例中，该方法还可以采用其他合理方式来获取本轮控制周期的定子磁链参考值ψs*和定子参考电流is*，本发明不限于此。
如图4和图5所示，本实施例中，在得到本轮控制周期的定子磁链参考值ψs*和转矩参考值te*后，该方法会在步骤s402中根据本轮控制周期的定子磁链参考值ψs*和转矩参考值，生成m轴定子电流参考值
具体地，本实施例中，该方法优选地根据如下表达式确定满足mtpa的m-t坐标下的电流分配方案，即m轴定子电流参考值
其中，p表示电机极数。
永磁同步电机的定子磁链与定子电压之间存在如下关系：
其中，
根据表达式(13)可以看出，电机定子磁链等于定子电压(除去定子电阻上的压降)对时间的积分，只要施加在永磁同步电机上的实际电压与给定电压相等，电机就能建立相应的磁链。
通过对逆变器死区、管压降、线路压降、以及数字控制延迟等因素进行补偿，使控制器输出电压幅值和相位尽量精确，从而间接地保证定子磁链幅值和相位的精度。在磁链准确的前提下，计算出的有功电流给定值
以
在实际运行中，为了提高控制响应速度，控制量需要前馈给定。前馈电压用于补偿定子电阻压降和反电动势。电机运行过程中定子磁链的幅值和相位都可能变化，将一个开关周期初始时刻和结束时刻的磁链向量期望值分解到α-β两相静止坐标系下，得到每个坐标轴上的磁链变化量。这个变化量既反映了磁链幅值的改变，也反映了磁链相位的推进。反电动势瞬时值等于磁链对时间的微分，对离散控制，一个开关周期内反电动势平均值近似等于磁链的变化量除以开关周期。
因此，基于上述原理，本实施例优选地采用如下表达式生成α轴电压前馈参考值
其中，rs表示定子相电阻，
需要指出的是，在本发明的其他实施例中，根据实际情况，该方法还可以采用其他合理方式来生成m轴定子电流参考值
如图4和图5所示，本实施例中，在得到m轴定子电流参考值
具体地，本实施例中，该方法在步骤s403中优选地计算m轴定子电流参考值
如图4和图5所示，在得到α轴电流控制调节电压值uα和β轴电流控制调节电压值uβ后，该方法会在步骤s405中根据α轴电压前馈参考值
即存在：
随后，该方法也就可以在步骤s406中根据上述α轴电压参考值
当然，在本发明的其他实施例中，根据实际情况，该方法还可以利用其他合理方式来采用预设矢量控制模型对永磁同步电机进行控制，本发明不限于此。
本实施例中，在确定α轴电压前馈参考值
θ*＝δ* θm(18)
其中，δ*表示负载角前馈值，θm表示转子磁场位置(其优选地可以由位置传感器获取)。
表达式(10)是关于负载角的一元方程，但方程中同时含有负载角的正弦、余弦及两者的乘积，经过分析发现，根据表达式(10)难以直接求出负载角的解析解。针对该问题，本实施例中，该方法优选地采用数值计算方法得到负载角足够精确的数值解，进而得到负载角前馈值δ*。
图6示出了本实施例中确定负载角前馈值δ*的实现流程示意图，图7示出了本实施例中确定负载角前馈值δ*的逻辑框图。
如图6和图7所示，本实施例中，该方法首先会在步骤s601中计算转矩参考值与上次迭代所得到的转矩值的差值，从而得到本次迭代的转矩偏差值。即存在：
其中，δte表示转矩偏差值，tep表示迭代所得到的转矩值。
随后，该方法会在步骤s602中根据本次迭代的转矩偏差值δte来得到本次迭代的第二负载角调整值δδ。具体地，本实施例中，该方法优选地通过计算本次迭代的转矩偏差值δte与预设调整系数ke的乘积，从而得到本次迭代的第二负载角调整值δδ。
即，存在：
δδ＝ke·δte(20)
在得到本次迭代的第二负载角调整值δδ后，该方法会在步骤s603中计算计算本次迭代的第二负载角调整值δδ与上次迭代所得到的负载角参考值tep之和，从而得到本次迭代的负载角参考值。
当然，在本发明的不同实施例中，预设调整系数ke的具体取值可以根据实际情况配置为不同的合理值，本发明并不对预设调整系数ke的具体取值进行限定。
随后，该方法会在步骤s604中根据本次迭代的负载角参考值来计算本次迭代的转矩值。即将本次迭代的负载角参考值代入表达式(10)来得到本次迭代的转矩值。
这样完成了一次迭代过程，通过在一个控制周期内重复上述步骤s601至步骤s604，也就可以得到负载角前馈值δ*的精确的数值解。
需要指出的是，在本发明的其他实施例中，根据实际需要，该方法还可以采用其他合理方式来确定负载角前馈值δ*，本发明不限于此。同时，还需要指出的是，在本发明的不同实施例中，在一个控制周期内所进行的迭代次数可以根据实际需要配置为不同的合理值，本发明并不对上述迭代次数的取值进行限定。
采用如图4以及图5所示的pid闭环控制可以保证电机在堵转和启动过程中稳定地输出转矩。然而，由于参数误差和定向不准确，pid调节器需求的电压会随着电机转速的升高越来越大。但在高转速区，为了充分利用直流电压，为调节器预留的电压通常很小甚至为零，此时如果继续采用pi调节电压的方式来控制电流已不再合适。
针对该情况，再次如图3所示，本实施例中，如果永磁同步电机的电机电压达到了预设逆变器极限电压，该方法会在步骤s304中采用预设弱磁控制模型来对永磁同步电机进行控制。
图8示出了本实施例中采用预设弱磁控制模型来对永磁同步电机进行控制的实现流程示意图，图9示出了本实施例中采用预设弱磁控制模型来对永磁同步电机进行控制的控制逻辑框图。
如图8和图9所示，本实施例中，该方法首先会在步骤s801中获取本轮控制周期(即当前控制后期)的定子磁链参考值ψs*和转矩参考值te*。随后再在步骤s802中根据本轮控制周期的定子磁链参考值ψs*和转矩参考值te*，确定t轴定子电流参考值
其中，本实施例中，该方法确定α轴电压前馈参考值
本实施例中，该方法在确定α轴电压前馈参考值
具体地，本实施例中，该方法优选地根据如下表达式确定定子磁链向量的相位参考值θ*：
θ*＝δ* θm δ′(21)
其中，δ*表示负载角前馈值，θm表示转子磁场位置，δ′表示第一负载角调节值。
如图9所示，本实施例中，该方法在确定负载角调节值δ′时，优选地首先会计算t轴定子电流参考值
当然，在本发明发明的其他实施例中，根据实际情况，该方法还可以采用其他合理方式来确定负载角调节值δ′，本发明不限于此。
如图8所示，本实施例中，在步骤s803中，该方法也就可以根据α轴电压前馈参考值
从上述描述中可以看出，本发明所提供的永磁同步电机控制方法针对定向偏差和高速弱磁区电流控制问题，其在永磁同步电机的反电动势达到逆变器极限电压后，转为采用预设弱磁控制模型来对永磁同步电机进行控制。在采用预设弱磁控制模型来对永磁同步电机进行控制时，该方法不再使用pi调节器对电流进行闭环控制，而是切换为调节负载角来控制t轴电流，同时让m轴电流开环运行，进而使得施加在电机上的电压固定为逆变器可调制的最大电压，这样也就保证了永磁同步电机高速运行的稳定性和快速性等优点。
同时，本发明所提供的方法采用试验的方法获得满足mtpa的期望转矩
此外，本发明所提供的方法采用计算给定的定子磁链在一个开关周期的微分来计算前馈电压，其能够有效避免除永磁同步电机电阻以外的其他参数影响，从而提高了前馈电压的准确性，能获得较快的动态响应。
应该理解的是，本发明所公开的实施例不限于这里所公开的特定结构或处理步骤，而应当延伸到相关领域的普通技术人员所理解的这些特征的等同替代。还应当理解的是，在此使用的术语仅用于描述特定实施例的目的，而并不意味着限制。
说明书中提到的“一个实施例”或“实施例”意指结合实施例描述的特定特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施例中。因此，说明书通篇各个地方出现的短语“一个实施例”或“实施例”并不一定均指同一个实施例。
虽然上述示例用于说明本发明在一个或多个应用中的原理，但对于本领域的技术人员来说，在不背离本发明的原理和思想的情况下，明显可以在形式上、用法及实施的细节上作各种修改而不用付出创造性劳动。因此，本发明由所附的权利要求书来限定。
1.一种永磁同步电机控制方法，其特征在于，所述方法包括：
步骤一、获取永磁同步电机的电机电压；
步骤二、判断所述电机电压是否达到预设逆变器极限电压，其中，如果所述电机电压达到所述预设逆变器极限电压，则采用预设弱磁控制模型对所述永磁同步电机进行控制，以使得施加在所述永磁同步电机上的电压保持在预设逆变器极限电压。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，采用预设弱磁控制模型对所述永磁同步电机进行控制时：
获取当前控制周期的定子磁链参考值和转矩参考值；
根据所述本轮控制周期的定子磁链参考值和转矩参考值，确定t轴定子电流参考值
根据所述α轴电压前馈参考值
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，根据如下表达式生成所述α轴电压前馈参考值
其中，rs表示定子相电阻，
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，采用预设弱磁控制模型对所述永磁同步电机进行控制时，根据如下表达式确定定子磁链向量的相位参考值：
θ*＝δ* θm δ′
其中，θ*表示定子磁链向量的相位参考值，δ*表示负载角前馈值，θm表示转子磁场位置，δ′表示第一负载角调节值。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，对于一控制周期来说，根据如下步骤确定该控制周期的负载角前馈值：
步骤a、计算所述转矩参考值与上次迭代所得到的转矩值的差值，得到本次迭代的转矩偏差值；
步骤b、根据本次迭代的转矩偏差值得到本次迭代的第二负载角调整值，并计算所述本次迭代的第二负载角调整值与上次迭代所得到的负载角参考值之和，得到本次迭代的负载角参考值；
步骤c、根据所述本次迭代的负载角参考值计算本次迭代的转矩值；
步骤d、重复步骤a至步骤c，得到该控制周期的负载角前馈值。
6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，在所述步骤b中，计算所述本次迭代的转矩偏差值与预设调整系数的乘积，得到本次迭代的第二负载角调整值。
7.如权利要求5或6所述的方法，其特征在于，在所述步骤c中，根据如下表达式确定本次迭代的转矩值：
其中，te表示本次迭代的转矩值，p表示电机极数，ψs表示定子磁链，ψf表示主极磁链，lds和lqs分别表示定子d轴电感和定子q轴电感，δ表示本次迭代的负载角。
8.如权利要求4～7中任一项所述的方法，其特征在于，根据如下步骤确定所述负载角调节值δ′：
计算所述t轴定子电流参考值
利用预设pid控制器根据该差值生成所述负载角调节值δ′。
9.如权利要求2～8中任一项所述的方法，其特征在于，根据如下表达式确定t轴定子电流参考值
其中，te*表示转矩参考值，p表示电机极数，ψs*表示定子磁链参考值。
10.如权利要求1～9中任一项所述的方法，其特征在于，如果所述电机电压未达到所述预设逆变器极限电压，则采用预设矢量控制模型对所述永磁同步电机进行控制，
采用预设极限电压控制模型对所述永磁同步电机进行控制时：
获取本轮控制周期的定子磁链参考值和转矩参考值；
根据所述本轮控制周期的定子磁链参考值和转矩参考值，生成m轴定子电流参考值
根据所述m轴定子电流参考值
根据所述α轴电压前馈参考值
根据所述α轴电压参考值
11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，根据如下表达式确定m轴定子电流参考值
其中，
12.如权利要求10或11所述的方法，其特征在于，采用预设极限电压控制模型对所述永磁同步电机进行控制时，根据如下表达式确定定子磁链向量的相位参考值：
θ*＝δ* θm
其中，θ*表示定子磁链向量的相位参考值，δ*表示负载角前馈值，θm表示转子磁场位置。
技术总结