本发明涉及无线通信技术领域，具体地涉及一种频偏估计方法及装置、存储介质、终端。
背景技术：
无线通信系统中，已有的频偏估计方案依赖于近似满足条件是|x|＜＜1，以利用公式
技术实现要素：
本发明解决的技术问题是如何降低频偏估计误差，以在更大频偏范围内更准确地估计频偏。
为解决上述技术问题，本发明实施例提供一种频偏估计方法，包括：确定接收信号的表达式，对所述接收信号的表达式进行处理，以得到n点fft变换的实部表达式，n为正整数；基于所述实部表达式中的归一化频偏确定第一频偏估计值；对所述接收信号的频率与所述第一频偏估计值之和进行频偏估计，以得到第二频偏估计值；将所述第一频偏估计值与所述第二频偏估计值之和确定为频偏估计结果。
可选的，所述对所述接收信号的表达式进行处理，以得到n点fft变换的实部表达式包括：根据所述接收信号的表达式，得到包含所述归一化频偏的似然函数表达式；将信道估计结果代入所述似然函数表达式，以得到包含所述归一化频偏的最优化表达式；通过对所述最优化表达式进行最大化，计算得到所述n点fft变换的实部表达式。
可选的，所述接收信号为向量x，所述最优化表达式为g(v)＝xhγ(v)bγh(v)x，其中，г(v)表示对角阵，γ(v)＝diag{1,ej2πv,ej4πv,...,ej2π(n-1)v}，b＝ah(aha)-1a，v表示所述归一化频偏，a表示预设本地信号，xh表示x的转置、гh表示г的转置、ah表示a的转置。
可选的，所述对所述最优化表达式进行等量变换，以得到n点fft变换的实部表达式包括：将v＝k/n代入所述最优化表达式，并进行等量变换，以得到如下公式：
其中，fft[ρ]表示对向量ρ进行fft变换，re{fft[ρ]}表示向量ρ进行fft变换后的实部表达式，
可选的，所述基于所述实部表达式中的归一化频偏确定第一频偏估计值包括：从所述实部表达式中选取最大值，以得到l(k/n)的最大值，并确定k值；
将k值代入如下公式，以得到所述第一频偏估计值：
其中，δf表示所述第一频偏估计值，fs表示预设的符号采样率。
可选的，所述接收信号为向量x，所述最优化表达式为g(v)＝xhγ(v)bγh(v)x，其中，г(v)表示对角阵，γ(v)＝diag{1,ej2πv,ej4πv,...,ej2π(n-1)v}，b＝aha，v表示所述归一化频偏，a表示预设本地信号，xh表示x的转置、гh表示г的转置、ah表示a的转置。
为解决上述技术问题，本发明实施例还提供一种频偏估计装置，包括：处理模块，适于确定接收信号的表达式，对所述接收信号的表达式进行处理，以得到n点fft变换的实部表达式，n为正整数；第一确定模块，适于基于所述实部表达式中的归一化频偏确定第一频偏估计值；估计模块，适于对所述接收信号的频率与所述第一频偏估计值之和进行频偏估计，以得到第二频偏估计值；第二确定模块，适于将所述第一频偏估计值与所述第二频偏估计值之和确定为频偏估计结果。
为解决上述技术问题，本发明实施例还提供一种存储介质，其上存储有计算机指令，所述计算机指令运行时执行上述方法的步骤。
为解决上述技术问题，本发明实施例还提供一种终端，包括存储器和处理器，所述存储器上存储有可在所述处理器上运行的计算机指令，所述处理器运行所述计算机指令时执行上述方法的步骤。
与现有技术相比，本发明实施例的技术方案具有以下有益效果：
本发明实施例提供一种频偏估计方法，包括：确定接收信号的表达式，对所述接收信号的表达式进行处理，以得到n点fft变换的实部表达式，n为正整数；基于所述实部表达式中的归一化频偏确定第一频偏估计值；对所述接收信号的频率与所述第一频偏估计值之和进行频偏估计，以得到第二频偏估计值；将所述第一频偏估计值与所述第二频偏估计值之和确定为频偏估计结果。对比现有技术方案，本发明实施例提供的技术方案首先通过对接收信号进行处理实现fft变换，从而可以得到粗精度的频偏估计值，使得本发明实施例可以在更大的频偏范围内进行频偏估计，避免在大频偏的情况下，由于不满足近似处理条件导致的频偏估计误差。之后，可以对粗精度范围内的频偏采用现有技术方案进行精细频偏估计，此时可以满足近似处理条件，因而能够得到高精度的频偏估计值。
进一步，所述接收信号为向量x，所述最优化表达式为g(v)＝xhγ(v)bγh(v)x，其中，г(v)表示对角阵，γ(v)＝diag{1,ej2πv,ej4πv,...,ej2π(n-1)v}，b＝aha，v表示所述归一化频偏，a表示预设本地信号，xh表示x的转置，ah表示a的转置。本发明实施例采用b＝aha替代b＝ah(aha)-1a，性能损失很小，但却可以极大地简化计算过程，降低计算复杂度。
附图说明
图1是gsm频偏估计与实际频偏的误差示意图；
图2是本发明实施例的一种频偏估计方法的流程示意图；
图3是本发明实施例的一种频偏估计装置的结构示意图。
具体实施方式
本领域技术人员理解，如背景技术所言，现有频偏估计方法是有偏估计，频偏估计精度较低。
现有技术方案可以采用最优化方法计算频偏估计。具体地，终端设备从空口得到的接收信号x(n)可以表示如下：
其中，n为正整数，例如，n＝512；v＝δf/fs，表示归一化频偏；δf为频偏，fs表示符号采样率；w(n)表示信道噪声；h(k)表示无线信道；an-k表示预设本地信号；l表示多径信道数量；θ表示初始相位。
将x(n)转换为矩阵形式，得到向量x＝ejθγ(v)ah w。
其中，x＝{x(0),x(1),…,x(n-1)}。г(v)表示对角阵，γ(v)＝diag{1,ej2πv,ej4πv,...,ej2π(n-1)v}，a＝{a0,a1,…,an-1}，w＝{w(0),w(1),…,w(n-1)}。
进一步，对向量x进行变换，可以得到似然函数：λ(θ,v,h)＝||x-ejθγ(v)ah||2。
当固定θ和v时，可以通过最大化λ(θ,v,h)得到h的值：h＝e-jθ(aha)-1aγh(v)x。
之后，将h代入λ(θ,v,h)可以得到最优化公式：g(v)＝xhγ(v)bγh(v)x。
其中，b＝ah(aha)-1a。为计算简便，b≈aha，仿真验证采用aha近似b的值，仅有很小的性能损失。此外，xh、ah各自表示x、a的转置。
进一步，最大化g(v)等效于最大化下式：
其中，
如果归一化频偏v很小，那么可以利用以下近似式：
可以得到简化式：
为了得到l(v)的最优解，可以对l(v)求导。令
然而，由于频偏估计依赖于近似满足条件：仅当|x|＜＜1时，
以全球移动通信系统(globalsystemformobilecommunications，简称gsm)的高斯滤波最小频移键控(gaussianfilteredminimumshiftkeying，简称gmsk)调制信号为例，仿真调制序列为随机序列，符号采样率fs＝270.833千赫兹(即khz)，假定δf’为频偏估计值，则频偏估计误差值(δf’-δf)和实际频偏值δf之间的关系如图1所示。
参考图1可知，在-500hz<δf<500hz范围内，频偏估计的误差在20hz以内，基本满足频偏近似处理条件。然而，随着频偏δf增大，由于难以满足频偏处理条件而导致频偏估计误差急剧增大。当δf＝1000hz时，频偏估计误差达到1600hz。
由上，频偏估计误差较大，还需要进一步研究频偏估计方法，以准确估计频偏值。
为解决上述技术问题，本发明实施例提供一种频偏估计方法，包括：确定接收信号的表达式，对所述接收信号的表达式进行处理，以得到n点fft变换的实部表达式，n为正整数；基于所述实部表达式中的归一化频偏确定第一频偏估计值；对所述接收信号的频率与所述第一频偏估计值之和进行频偏估计，以得到第二频偏估计值；将所述第一频偏估计值与所述第二频偏估计值之和确定为频偏估计结果。
对比现有技术方案，本发明实施例提供的技术方案首先通过对接收信号进行处理实现fft变换，从而可以得到粗精度的频偏估计值，使得本发明实施例可以在更大的频偏范围内进行频偏估计，避免在大频偏的情况下，由于不满足近似处理条件导致的频偏估计误差。之后，可以对粗精度范围内的频偏采用现有技术方案进行精细频偏估计，此时可以满足近似处理条件，因而能够得到高精度的频偏估计值。
为使本发明的上述目的、特征和有益效果能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施例做详细的说明。
图2是本发明实施例的一种频偏估计方法的流程示意图。所述频偏估计方法可以用于gsm系统。参考图2，所述频偏估计方法可以包括以下步骤：
步骤s201，确定接收信号的表达式，对所述接收信号的表达式进行处理，以得到n点fft变换的实部表达式，n为正整数；
步骤s202，基于所述实部表达式中的归一化频偏确定第一频偏估计值；
步骤s203，对所述接收信号的频率与所述第一频偏估计值之和进行频偏估计，以得到第二频偏估计值；
步骤s204，将所述第一频偏估计值与所述第二频偏估计值之和确定为频偏估计结果。
具体而言，在步骤s201中，终端设备(例如，用户设备(userequipment，简称ue))可以从网络侧的基站得到接收信号。之后，可以确定所述接收信号的表达式：
其中，n表示x(n)的第n个接收信号。n为正整数，例如，n＝512，1024等。v＝δf/fs，表示归一化频偏，δf为频偏，fs表示预设的符号采样率。w(n)表示信道噪声；h(k)表示无线信道；an-k表示预设本地信号a的元素；l表示多径信道数量，k表示多径信道索引；θ表示所述接收信号的初始相位。
如果将x(n)转换为矩阵形式，则得到向量x＝ejθγ(v)ah w。其中，x＝{x(0),x(1),…,x(n-1)}。γ(v)＝diag{1,ej2πv,ej4πv,...,ej2π(n-1)v}，г(v)表示对角阵，a＝{a0,a1,…,an-1}，w＝{w(0),w(1),…,w(n-1)}。
之后，对所述接收信号的表达式进行变换，可以得到包含参数θ、参数v和参数h的似然函数表达式，似然函数表达式为λ(θ,v,h)＝||x-ejθγ(v)ah||2。
当固定θ和v时，可以通过最大化λ(θ,v,h)得到h的值：h＝e-jθ(aha)-1aγh(v)x，гh表示г的转置、ah表示a的转置。
将参数h的计算结果代入所述似然函数表达式λ(θ,v,h)，可以得到包含参数v的最优化表达式。本领域技术人员理解，经计算可以得到所述最优化表达式为g(v)＝xhγ(v)bγh(v)x，xh表示x的转置。其中，b＝ah(aha)-1a。
由于b≈aha，且仿真验证采用aha近似b的值，仅有很小的性能损失。因此，为计算简便，作为一个变化实施例，可以令b＝aha。此时，所述最优化表达式为：
其中，г(v)表示对角阵，γ(v)＝diag{1,ej2πv,ej4πv,...,ej2π(n-1)v}，v表示所述归一化频偏，a表示预设本地信号，xh表示x的转置、гh表示г的转置、ah表示a的转置。
本领域技术人员理解，最大化g(v)等效于最大化下式：
其中，
进一步，令
在步骤s202中，可以最大化l(v)以计算v。具体地，可以通过fft变换计算l(k/n)，k＝0,1,2,…,(n-1)得到。进一步，采用如下公式获得第一频偏估计值：
此时得到的频偏估计精度为
在步骤s203中，可以将所述接收信号的接收频率与所述第一频偏估计值相加，以将频偏控制在
在具体实施中，频偏估计的范围可以为
在步骤s204中，可以将所述第一频偏估计值与所述第二频偏估计值之和确定为频偏估计结果，从而完成频偏计算，实现纠正频偏的目的。
由上，本发明实施例可以在更大的频偏范围内进行频偏估计，避免在大频偏的情况下，由于近似处理导致的频偏估计误差，有利于提高频偏估计精度。
图3是本发明实施例的一种频偏估计装置的结构示意图。所述频偏估计装置3可以应用于终端设备。本领域技术人员理解，本发明实施例可以用于实施上述图2所示方法技术方案。
具体而言，所述频偏估计装置3可以包括：处理模块31，适于确定接收信号的表达式，对所述接收信号的表达式进行处理，以得到n点fft变换的实部表达式，n为正整数；第一确定模块32，适于基于所述实部表达式中的归一化频偏确定第一频偏估计值；估计模块33，适于对所述接收信号的频率与所述第一频偏估计值之和进行频偏估计，以得到第二频偏估计值；第二确定模块34，适于将所述第一频偏估计值与所述第二频偏估计值之和确定为频偏估计结果。
在具体实施中，所述处理模块31可以包括：第一处理子模块311，适于根据所述接收信号的表达式，得到包含所述归一化频偏的似然函数表达式；第一代入子模块312，适于将信道估计结果代入所述似然函数表达式，以得到包含所述归一化频偏的最优化表达式；第二处理子模块313，适于通过对所述最优化表达式进行最大化，计算得到所述n点fft变换的实部表达式。
在具体实施中，所述接收信号为向量x，所述最优化表达式可以为g(v)＝xhγ(v)bγh(v)x，其中，г(v)表示对角阵，γ(v)＝diag{1,ej2πv,ej4πv,...,ej2π(n-1)v}，b＝ah(aha)-1a，v表示所述归一化频偏，a表示预设本地信号，xh表示x的转置、гh表示г的转置、ah表示a的转置。
作为一个变化实施例，所述接收信号为向量x，所述最优化表达式为g(v)＝xhγ(v)bγh(v)x，其中，γ(v)＝diag{1,ej2πv,ej4πv,...,ej2π(n-1)v}，г(v)表示对角阵，b＝aha，v表示所述归一化频偏，a表示预设本地信号，xh表示x的转置、гh表示г的转置、ah表示a的转置。
在具体实施中，所述第二处理子模块313还适于将v＝k/n代入所述最优化表达式，并进行等量变换，以得到如下公式：
其中，fft[ρ]表示对向量ρ进行fft变换，re{fft[ρ]}表示向量ρ进行fft变换后的实部表达式，
在具体实施中，所述第一确定模块32可以包括：选取子模块321，适于从所述实部表达式中选取最大值，以得到l(k/n)的最大值，并确定k值；第二代入子模块322，适于将k值代入如下公式，以得到所述第一频偏估计值：
其中，δf表示所述第一频偏估计值，fs表示预设的符号采样率。
关于所述频偏估计装置3的工作原理、工作方式的更多内容，可以参照上述图2中的相关描述，这里不再赘述。
进一步地，本发明实施例还公开一种存储介质，其上存储有计算机指令，所述计算机指令运行时执行上述图2所示实施例中所述方法技术方案。优选地，所述存储介质可以包括诸如非挥发性(non-volatile)存储器或者非瞬态(non-transitory)存储器等计算机可读存储介质。所述计算机可读存储介质可以包括rom、ram、磁盘或光盘等。
进一步地，本发明实施例还公开一种终端，包括存储器和处理器，所述存储器上存储有能够在所述处理器上运行的计算机指令，所述处理器运行所述计算机指令时执行上述图2所示实施例中所述方法技术方案。具体而言，所述终端可以为用户设备。
虽然本发明披露如上，但本发明并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。
1.一种频偏估计方法，其特征在于，包括：
确定接收信号的表达式，对所述接收信号的表达式进行处理，以得到n点fft变换的实部表达式，n为正整数；
基于所述实部表达式中的归一化频偏确定第一频偏估计值；
对所述接收信号的频率与所述第一频偏估计值之和进行频偏估计，以得到第二频偏估计值；
将所述第一频偏估计值与所述第二频偏估计值之和确定为频偏估计结果。
2.根据权利要求1所述的频偏估计方法，其特征在于，所述对所述接收信号的表达式进行处理，以得到n点fft变换的实部表达式包括：
根据所述接收信号的表达式，得到包含所述归一化频偏的似然函数表达式；
将信道估计结果代入所述似然函数表达式，以得到包含所述归一化频偏的最优化表达式；
通过对所述最优化表达式进行最大化，计算得到所述n点fft变换的实部表达式。
3.根据权利要求2所述的频偏估计方法，其特征在于，所述接收信号为向量x，所述最优化表达式为g(v)＝xhγ(v)bγh(v)x，其中，г(v)表示对角阵，γ(v)＝diag{1,ej2πv,ej4πv,...,ej2π(n-1)v}，b＝ah(aha)-1a，v表示所述归一化频偏，a表示预设本地信号，xh表示x的转置、гh表示г的转置、ah表示a的转置。
4.根据权利要求3所述的频偏估计方法，其特征在于，所述对所述最优化表达式进行等量变换，以得到n点fft变换的实部表达式包括：
将v＝k/n代入所述最优化表达式，并进行等量变换，以得到如下公式：
其中，fft[ρ]表示对向量ρ进行fft变换，re{fft[ρ]}表示向量ρ进行fft变换后的实部表达式，
5.根据权利要求4所述的频偏估计方法，其特征在于，所述基于所述实部表达式中的归一化频偏确定第一频偏估计值包括：
从所述实部表达式中选取最大值，以得到l(k/n)的最大值，并确定k值；
将k值代入如下公式，以得到所述第一频偏估计值：
其中，δf表示所述第一频偏估计值，fs表示预设的符号采样率。
6.根据权利要求2所述的频偏估计方法，其特征在于，所述接收信号为向量x，所述最优化表达式为g(v)＝xhγ(v)bγh(v)x，其中，г(v)表示对角阵，γ(v)＝diag{1,ej2πv,ej4πv,...,ej2π(n-1)v}，b＝aha，v表示所述归一化频偏，a表示预设本地信号，xh表示x的转置、гh表示г的转置、ah表示a的转置。
7.一种频偏估计装置，其特征在于，包括：
处理模块，适于确定接收信号的表达式，对所述接收信号的表达式进行处理，以得到n点fft变换的实部表达式，n为正整数；
第一确定模块，适于基于所述实部表达式中的归一化频偏确定第一频偏估计值；
估计模块，适于对所述接收信号的频率与所述第一频偏估计值之和进行频偏估计，以得到第二频偏估计值；
第二确定模块，适于将所述第一频偏估计值与所述第二频偏估计值之和确定为频偏估计结果。
8.根据权利要求7所述的频偏估计装置，其特征在于，所述处理模块包括：
第一处理子模块，适于根据所述接收信号的表达式，得到包含所述归一化频偏的似然函数表达式；
第一代入子模块，适于将信道估计结果代入所述似然函数表达式，以得到包含所述归一化频偏的最优化表达式；
第二处理子模块，适于通过对所述最优化表达式进行最大化，计算得到所述n点fft变换的实部表达式。
9.一种存储介质，其上存储有计算机指令，其特征在于，所述计算机指令运行时执行权利要求1至6中任一项所述的方法的步骤。
10.一种终端，包括存储器和处理器，所述存储器上存储有可在所述处理器上运行的计算机指令，其特征在于，所述处理器运行所述计算机指令时执行权利要求1至6中任一项所述的方法的步骤。
技术总结